JPS6252494B2 - - Google Patents
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- JPS6252494B2 JPS6252494B2 JP1875383A JP1875383A JPS6252494B2 JP S6252494 B2 JPS6252494 B2 JP S6252494B2 JP 1875383 A JP1875383 A JP 1875383A JP 1875383 A JP1875383 A JP 1875383A JP S6252494 B2 JPS6252494 B2 JP S6252494B2
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
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- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
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- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
- H04B1/1669—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal
- H04B1/1676—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal of the sum or difference signal
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFM受信機のステレオ復調回路に関
し、さらに詳言すれば中間周波数のバンドパスフ
イルタの特性に起因して発生する歪を抑圧したス
テレオ復調回路に関する。
し、さらに詳言すれば中間周波数のバンドパスフ
イルタの特性に起因して発生する歪を抑圧したス
テレオ復調回路に関する。
（従来技術）
従来のFMステレオ受信機におけるFM復調出
力信号の歪は、中間周波段バンドパスフイルタの
周波数対振幅特性および周波数対位相特性に起因
して発生する。
力信号の歪は、中間周波段バンドパスフイルタの
周波数対振幅特性および周波数対位相特性に起因
して発生する。
余弦波cospt（０＜ｐ≦２π×15kHz）で、ス
テレオの左側または右側の一方のみを変調したと
きの変調信号ＳMは ＳM＝１／２cospt＋１／２cosptcosωct で表わされる。上式においてパイロツト信号は省
略してあり、ωｃは副搬送波信号の角周波数であ
る。
テレオの左側または右側の一方のみを変調したと
きの変調信号ＳMは ＳM＝１／２cospt＋１／２cosptcosωct で表わされる。上式においてパイロツト信号は省
略してあり、ωｃは副搬送波信号の角周波数であ
る。
一方前記変調信号の放送をFMチユーナで受信
したときにおけるFM復調信号ＳDは、中間周波
数バンドパスフイルタの影響により生ずる最も大
きい歪部分だけを考慮すると、 ＳD＝１／２cospt＋１／４cos（ωｃ＋ｐ）ｔ ＋１／４cos（ωｃ−ｐ）ｔ ＋kcos（ωｃ＋2p）ｔ ＋kcos（ωｃ−2p）ｔ で表わすことができる。ここでｋは定数である。
したときにおけるFM復調信号ＳDは、中間周波
数バンドパスフイルタの影響により生ずる最も大
きい歪部分だけを考慮すると、 ＳD＝１／２cospt＋１／４cos（ωｃ＋ｐ）ｔ ＋１／４cos（ωｃ−ｐ）ｔ ＋kcos（ωｃ＋2p）ｔ ＋kcos（ωｃ−2p）ｔ で表わすことができる。ここでｋは定数である。
一方、従来のステレオ復調回路は第１図に示す
如く、FMチユーナ１の出力信号すなわちFM復
調信号からパイロツト信号を利用して副搬送波を
出力する副搬送波発生回路２、FM復調信号と副
搬送波発生回路２の出力信号とを乗算する乗算回
路３、FM復調信号からメイン信号を抽出するロ
ーパスフイルタ４、乗算回路３とともに同期検波
回路を構成しサブ信号によるダブルサイドバンド
信号からサブ信号を出力するローパスフイルタ
５、ローパスフイルタ４の出力信号とローパスフ
イルタ５の出力信号とを加算する加算回路６およ
びローパスフイルタ４の出力信号からローパスフ
イルタ５の出力信号を減算する減算回路７からな
つている。なお８はアンテナを示している。
如く、FMチユーナ１の出力信号すなわちFM復
調信号からパイロツト信号を利用して副搬送波を
出力する副搬送波発生回路２、FM復調信号と副
搬送波発生回路２の出力信号とを乗算する乗算回
路３、FM復調信号からメイン信号を抽出するロ
ーパスフイルタ４、乗算回路３とともに同期検波
回路を構成しサブ信号によるダブルサイドバンド
信号からサブ信号を出力するローパスフイルタ
５、ローパスフイルタ４の出力信号とローパスフ
イルタ５の出力信号とを加算する加算回路６およ
びローパスフイルタ４の出力信号からローパスフ
イルタ５の出力信号を減算する減算回路７からな
つている。なお８はアンテナを示している。
ここで副搬送波発生回路２の出力信号S2は
S2＝2cosωct
である。また乗算回路３の出力信号S3は
S3＝ＳD×S2
＝１／２cos（ωｃ＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωｃ−ｐ
）ｔ ＋１／４cospt＋１／４cos（２ωｃ＋ｐ）ｔ ＋１／４cospt＋１／４cos（２ωｃ−ｐ）ｔ ＋kcos2pt＋kcos（２ωｃ＋2p）ｔ ＋kcos2pt＋kcos（２ωｃ−2p）ｔ となる。
）ｔ ＋１／４cospt＋１／４cos（２ωｃ＋ｐ）ｔ ＋１／４cospt＋１／４cos（２ωｃ−ｐ）ｔ ＋kcos2pt＋kcos（２ωｃ＋2p）ｔ ＋kcos2pt＋kcos（２ωｃ−2p）ｔ となる。
またローパスフイルタ４の出力信号S4およびロ
ーパスフイルタ５の出力信号S5は S4＝１／２cospt S5＝１／２cospt＋2kcos2pt となる。
ーパスフイルタ５の出力信号S5は S4＝１／２cospt S5＝１／２cospt＋2kcos2pt となる。
したがつて、加算回路６の出力信号S6および減
算回路７の出力信号S7は S6＝cospt＋2kcos2pt S7＝−2kcos2pt となる。従来のステレオ復調回路によるときは、
FM復調信号ＳDを示す式における第４項および
第５項の（ωｃ＋2p）および（ωｃ−2p）成分
が、ステレオ復調回路中における副搬送波信号と
の乗算によつて、ステレオ復調出力信号中に第２
高調波歪が発生する欠点があつた。
算回路７の出力信号S7は S6＝cospt＋2kcos2pt S7＝−2kcos2pt となる。従来のステレオ復調回路によるときは、
FM復調信号ＳDを示す式における第４項および
第５項の（ωｃ＋2p）および（ωｃ−2p）成分
が、ステレオ復調回路中における副搬送波信号と
の乗算によつて、ステレオ復調出力信号中に第２
高調波歪が発生する欠点があつた。
（発明の目的）
本発明は上記にかんがみなされたもので、中間
周波段のバンドパスフイルタにより生ずるステレ
オ復調信号中の歪を打消して上記の欠点を解消し
たステレオ復調回路を提供することを目的とす
る。
周波段のバンドパスフイルタにより生ずるステレ
オ復調信号中の歪を打消して上記の欠点を解消し
たステレオ復調回路を提供することを目的とす
る。
以下、本発明を実施例により説明する。
（発明の第１実施例における構成）
第２図は本発明の第１実施例の構成を示すブロ
ツク図である。本第１実施例はマトリツクス方式
のステレオ復調回路の例である。
ツク図である。本第１実施例はマトリツクス方式
のステレオ復調回路の例である。
本発明の第１実施例のステレオ復調回路は、第
１図に示した従来のステレオ復調回路に、さらに
ローパスフイルタ４の出力信号S4とローパスフイ
ルタ５の出力信号S5とを乗算する乗算回路９と、
乗算回路９の出力信号S9のレベルを調整するレベ
ル調整回路１０と、ローパスフイルタ５の出力信
号S5からレベル調整回路１０の出力信号S10を減
算する減算回路１１とを受け、減算回路１１の出
力信号S11を第１図に示したローパスフイルタ５
の出力信号S5に代つて加算回路６および減算回路
７に供給するように構成してある。
１図に示した従来のステレオ復調回路に、さらに
ローパスフイルタ４の出力信号S4とローパスフイ
ルタ５の出力信号S5とを乗算する乗算回路９と、
乗算回路９の出力信号S9のレベルを調整するレベ
ル調整回路１０と、ローパスフイルタ５の出力信
号S5からレベル調整回路１０の出力信号S10を減
算する減算回路１１とを受け、減算回路１１の出
力信号S11を第１図に示したローパスフイルタ５
の出力信号S5に代つて加算回路６および減算回路
７に供給するように構成してある。
（発明の第１実施例における作用）
以上の如く構成した本第１実施例における作用
は次の如くである。
は次の如くである。
ローパスフイルタ４の出力信号S4とローパスフ
イルタ５の出力信号S5とは乗算回路９で乗算され
る。出力信号S4およびS5は第１図に示した従来例
で説明した如くであるため、乗算回路９の出力信
号S9は S9＝S4×S5 ＝１／４＋１／４cos2pt＋１／２kcos3pt ＋１／２kcospt である。
イルタ５の出力信号S5とは乗算回路９で乗算され
る。出力信号S4およびS5は第１図に示した従来例
で説明した如くであるため、乗算回路９の出力信
号S9は S9＝S4×S5 ＝１／４＋１／４cos2pt＋１／２kcos3pt ＋１／２kcospt である。
レベル調整回路１０の入出力間のレベル比をｌ
（＝8k）とすると、レベル調整回路１０の出力信
号S10は S10＝ｌ／４＋ｌ／４cos2pt ＋ｌ／２kcos3pt＋ｌ／２kcospt となる。ここで歪分の大きさは基本波信号レベル
に対して非常に小さい範囲を問題にしているた
め、ｋ≪１，ｌ≪１と見做せる。また直流分は信
号に無関であるため省略すると、 S10≒１／４lcos2pt となる。
（＝8k）とすると、レベル調整回路１０の出力信
号S10は S10＝ｌ／４＋ｌ／４cos2pt ＋ｌ／２kcos3pt＋ｌ／２kcospt となる。ここで歪分の大きさは基本波信号レベル
に対して非常に小さい範囲を問題にしているた
め、ｋ≪１，ｌ≪１と見做せる。また直流分は信
号に無関であるため省略すると、 S10≒１／４lcos2pt となる。
減算回路１１の出力信号S11は
S11＝S5−S10
＝１／２cospt＋（2k−ｌ／４）cos2pt
となる。
したがつて加算回路６の出力信号S16および減
算回路７の出力信号S17は S16＝S4＋S11 ＝cospt＋（2k−ｌ／４）cos2pt S17＝S4−S11＝（2k−ｌ／４）cos2pt となる。
算回路７の出力信号S17は S16＝S4＋S11 ＝cospt＋（2k−ｌ／４）cos2pt S17＝S4−S11＝（2k−ｌ／４）cos2pt となる。
ここでｌ＝8kに調整してあるため、ステレオ
復調信号中の、すなわち加算回路６の出力信号
S16および減算回路７の出力信号S17中のcos2ptの
成分は零となつて、ステレオ復調信号中に第２高
調波歪分が存在することは無くなる。
復調信号中の、すなわち加算回路６の出力信号
S16および減算回路７の出力信号S17中のcos2ptの
成分は零となつて、ステレオ復調信号中に第２高
調波歪分が存在することは無くなる。
また、中間周波数におけるバンドパスフイルタ
の周波数対振幅特性、周波数対位相特性のばらつ
きによつてFM復調信号ＳD中における定数ｋが
負の値をとるときにおいては、レベル調整回路１
０のレベル比ｌを（−ｌ）とすれば同様の効果を
得ることができる。
の周波数対振幅特性、周波数対位相特性のばらつ
きによつてFM復調信号ＳD中における定数ｋが
負の値をとるときにおいては、レベル調整回路１
０のレベル比ｌを（−ｌ）とすれば同様の効果を
得ることができる。
また、本第１実施例においてローパスフイルタ
４および５は、加算回路６および減算回路７の入
力側に設けた場合を例に説明した。しかしローパ
スフイルタ４および５を、加算回路６および減算
回路７の出力側に設けても同様である。
４および５は、加算回路６および減算回路７の入
力側に設けた場合を例に説明した。しかしローパ
スフイルタ４および５を、加算回路６および減算
回路７の出力側に設けても同様である。
つぎに本発明の第２実施例について説明する。
（発明の第２実施例における構成）
第３図は本発明の第２実施例の構成を示すブロ
ツク図である。本第２実施例はマトリツクス方式
のステレオ復調回路の例である。
ツク図である。本第２実施例はマトリツクス方式
のステレオ復調回路の例である。
本第２実施例のステレオ復調回路は、第１図に
示した従来のステレオ復調回路に、第２図に示し
た乗算回路９、レベル調整回路１０のほかに加算
回路６の出力信号S6からレベル調整回路１０の出
力信号S10を減算する減算回路１２と、減算回路
７の出力信号S7とレベル調整回路１０の出力信号
S10とを加算する加算回路１３とを設けて構成し
てある。
示した従来のステレオ復調回路に、第２図に示し
た乗算回路９、レベル調整回路１０のほかに加算
回路６の出力信号S6からレベル調整回路１０の出
力信号S10を減算する減算回路１２と、減算回路
７の出力信号S7とレベル調整回路１０の出力信号
S10とを加算する加算回路１３とを設けて構成し
てある。
（発明の第２実施例における作用）
以上の如く構成した本第２実施例の作用は次の
如くである。
如くである。
減算回路１２の出力信号S12および加算回路１
３の出力信号S13は、 S12＝S6−S10 ＝cospt＋（2k−ｌ／４）cos2pt S13＝S7＋S10 ＝（ｌ／４−2k）cos2pt である。
３の出力信号S13は、 S12＝S6−S10 ＝cospt＋（2k−ｌ／４）cos2pt S13＝S7＋S10 ＝（ｌ／４−2k）cos2pt である。
ここでレベル調整回路１０のレベル比ｌはｌ＝
8kに設定してあるため、本発明の第２実施例も
第１実施例の場合と同様に作用する。
8kに設定してあるため、本発明の第２実施例も
第１実施例の場合と同様に作用する。
なお、以上の本発明の第１および第２実施例は
加算回路６および減算回路７を用いたマトリツク
ス方式ステレオ復調回路の場合を例に説明した。
つぎにスイツチング方式ステレオ復調回路の場合
を本発明の第３実施例として説明する。
加算回路６および減算回路７を用いたマトリツク
ス方式ステレオ復調回路の場合を例に説明した。
つぎにスイツチング方式ステレオ復調回路の場合
を本発明の第３実施例として説明する。
（発明の第３実施例における構成）
第４図は本発明の第３実施例の構成を示すブロ
ツク図である。
ツク図である。
本第３実施例のステレオ復調回路は、FMチユ
ーナ１から出力されたFM復調信号ＦD中のパイ
ロツト信号に位相同期しかつ副搬送波周波数の互
に逆相の副搬送波信号Ｓ2AおよびＳ2Bを出力する
副搬送波発生回路２Ａと、FM復調信号ＦDと副
搬送波発生回路２Ａから出力された副搬送波信号
Ｓ2Aとを乗算する乗算器１８と、FM復調信号ＦD
と副搬送波発生回路２Ａから出力された副搬送波
信号Ｓ2Bとを乗算する乗算器１９と、乗算器１
８，１９の出力信号S18，S19から音声帯域外の周
波数成分をそれぞれ除去するためのローパスフイ
ルタ４′，５′とからなる従来のスイツチング方式
ステレオ復調路に、第２高調波歪分を除去するた
めの下記の補正用回路を備えている。この補正用
回路はローパスフイルタ４′の出力信号S4′レベル
を1/2にする減衰回路２２と、ローパスフイルタ
５′の出力信号S5′レベルを1/2にする減衰回路２
３と、減衰回路２２の出力信号S22と減衰回路２
３の出力信号S23とを加算する加算回路２４と、
減衰回路２２の出力信号S22から減衰回路２３の
出力信号S23を減算する減算回路２５と、加算回
路２４の出力信号S24と減算回路２５の出力信号
S25とを乗算する乗算回路２６と、乗算回路２６
の出力信号S26のレベルを調整するレベル調整回
路１０と、ローパスフイルタ４′の出力信号S4′か
らレベル調整回路１０の出力信号S10を減算する
減算回路２７と、ローパスフイルタ５′の出力信
号S5′とレベル調整回路１０の出力信号S10とを加
算する加算回路２８とから構成してある。
ーナ１から出力されたFM復調信号ＦD中のパイ
ロツト信号に位相同期しかつ副搬送波周波数の互
に逆相の副搬送波信号Ｓ2AおよびＳ2Bを出力する
副搬送波発生回路２Ａと、FM復調信号ＦDと副
搬送波発生回路２Ａから出力された副搬送波信号
Ｓ2Aとを乗算する乗算器１８と、FM復調信号ＦD
と副搬送波発生回路２Ａから出力された副搬送波
信号Ｓ2Bとを乗算する乗算器１９と、乗算器１
８，１９の出力信号S18，S19から音声帯域外の周
波数成分をそれぞれ除去するためのローパスフイ
ルタ４′，５′とからなる従来のスイツチング方式
ステレオ復調路に、第２高調波歪分を除去するた
めの下記の補正用回路を備えている。この補正用
回路はローパスフイルタ４′の出力信号S4′レベル
を1/2にする減衰回路２２と、ローパスフイルタ
５′の出力信号S5′レベルを1/2にする減衰回路２
３と、減衰回路２２の出力信号S22と減衰回路２
３の出力信号S23とを加算する加算回路２４と、
減衰回路２２の出力信号S22から減衰回路２３の
出力信号S23を減算する減算回路２５と、加算回
路２４の出力信号S24と減算回路２５の出力信号
S25とを乗算する乗算回路２６と、乗算回路２６
の出力信号S26のレベルを調整するレベル調整回
路１０と、ローパスフイルタ４′の出力信号S4′か
らレベル調整回路１０の出力信号S10を減算する
減算回路２７と、ローパスフイルタ５′の出力信
号S5′とレベル調整回路１０の出力信号S10とを加
算する加算回路２８とから構成してある。
（発明の第３実施例における作用）
以上の如く構成した本第３実施例の作用は次の
如くである。
如くである。
副搬送波発生回路２Ａから出力される副搬送波
信号Ｓ2A，Ｓ2Bはそれぞれ Ｓ2A＝１＋2cosωct Ｓ2B＝１−2cosωct で表わすことができる。
信号Ｓ2A，Ｓ2Bはそれぞれ Ｓ2A＝１＋2cosωct Ｓ2B＝１−2cosωct で表わすことができる。
乗算回路１８の出力信号S18の出力信号S18は
S18＝ＳD×（１＋cos2ωct）
＝１／２cospt＋１／４cos（ωｃ＋ｐ）ｔ
＋１／４cos（ωｃ−ｐ）ｔ
＋kcos（ωｃ＋2p）ｔ
＋kcos（ωｃ−2p）ｔ
＋１／２cos（ω＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωｃ−ｐ）
ｔ ＋１／４cospt ＋１／４cos（２ωｃ＋ｐ）ｔ＋１／４cospt ＋１／４cos（２ωｃ−ｐ）ｔ ＋kcos2pt＋kcos（２ωｃ＋2p）ｔ ＋kcos2pt＋kcos（２ωｃ−2p）ｔ となる。
ｔ ＋１／４cospt ＋１／４cos（２ωｃ＋ｐ）ｔ＋１／４cospt ＋１／４cos（２ωｃ−ｐ）ｔ ＋kcos2pt＋kcos（２ωｃ＋2p）ｔ ＋kcos2pt＋kcos（２ωｃ−2p）ｔ となる。
出力信号S18はローパスフイルタ４′によつて音
声信号帯域を超える成分の通過は阻止されて、ロ
ーパスフイルタ４′の出力信号S4′は S4′＝cospt＋2kcos2pt となる。
声信号帯域を超える成分の通過は阻止されて、ロ
ーパスフイルタ４′の出力信号S4′は S4′＝cospt＋2kcos2pt となる。
同様に、ローパスフイルタ５′の出力信号S5は
S5′＝−2kcos2pt
となる。出力信号S4′およびS5′は従来のスイツチ
ング方式ステレオ復調回路の出力信号であり、基
本波の第２高調波歪分が存在していることはマト
リツクス方式ステレオ復調回路の場合と同様であ
る。
ング方式ステレオ復調回路の出力信号であり、基
本波の第２高調波歪分が存在していることはマト
リツクス方式ステレオ復調回路の場合と同様であ
る。
減衰回路２２の出力信号S22および減衰回路２
３の出力信号S23は S22＝１／２cospt＋kcos2pt S23＝−kcos2pt となる。
３の出力信号S23は S22＝１／２cospt＋kcos2pt S23＝−kcos2pt となる。
加算回路２４の出力信号S24および減算回路２
５の出力信号S25は S24＝１／２cospt S25＝１／２cospt＋2kcos2pt となる。
５の出力信号S25は S24＝１／２cospt S25＝１／２cospt＋2kcos2pt となる。
乗算回路２６の出力信号S26は
S26＝１／４＋１／４cos2pt＋１／２kcos3pt
＋１／２kcospt
となり、この出力信号S26は本第１実施例におけ
る乗算回路９の出力信号S9と同様である。したが
つて、レベル調整回路１０の出力信号S10、減算
回路２７の出力信号S27、加算回路２８の出力信
号S28は S10＝ｌ／４＋ｌ／４cos2pt＋ｌ／２kcos3pt ＋ｌ／２kcospt≒ｌ／４cos2pt S27＝cospt＋（2k−ｌ／４）cos2pt S28＝（ｌ／４−2k）cos2pt となる。ここでレベル調整回路１０のレベル比ｌ
はｌ＝8kに設定してあるため、ステレオ復調信
号中に第２高調波歪分が存在することが無くな
り、スイツチング方式ステレオ復調回路において
も同様の効果が得られる。
る乗算回路９の出力信号S9と同様である。したが
つて、レベル調整回路１０の出力信号S10、減算
回路２７の出力信号S27、加算回路２８の出力信
号S28は S10＝ｌ／４＋ｌ／４cos2pt＋ｌ／２kcos3pt ＋ｌ／２kcospt≒ｌ／４cos2pt S27＝cospt＋（2k−ｌ／４）cos2pt S28＝（ｌ／４−2k）cos2pt となる。ここでレベル調整回路１０のレベル比ｌ
はｌ＝8kに設定してあるため、ステレオ復調信
号中に第２高調波歪分が存在することが無くな
り、スイツチング方式ステレオ復調回路において
も同様の効果が得られる。
また、ローパスフイルタ４′および５′はそれぞ
れ減算回路２７および加算回路２８の出力側に設
けても同様に作用する。
れ減算回路２７および加算回路２８の出力側に設
けても同様に作用する。
また、定数ｋが負の値をとるときはレベル比ｌ
を（−ｌ）にすればよいことも第１実施例の場合
と同様である。
を（−ｌ）にすればよいことも第１実施例の場合
と同様である。
また本第３実施例における補正用回路をマトリ
ツクス方式のステレオ復調回路にそのまま適用す
ることができ、この場合においても本第３実施例
の場合と同一の作用、効果を得ることができる。
ツクス方式のステレオ復調回路にそのまま適用す
ることができ、この場合においても本第３実施例
の場合と同一の作用、効果を得ることができる。
（発明の効果）
以上説明した如く本発明によれば、ステレオの
左側または右側チヤンネルを音声信号で変調した
信号を復調したとき、中間周波段におけるバンド
パスフイルタ周波数対振幅特性および周波数対位
相特性等に起因して生ずるステレオ復調信号中の
第２高調波歪分を抑制することができる。
左側または右側チヤンネルを音声信号で変調した
信号を復調したとき、中間周波段におけるバンド
パスフイルタ周波数対振幅特性および周波数対位
相特性等に起因して生ずるステレオ復調信号中の
第２高調波歪分を抑制することができる。
第１図は従来のステレオ復調回路の構成を示す
ブロツク図。第２図は本発明の第１実施例の構成
を示すブロツク図。第３図は本発明の第２実施例
の構成を示すブロツク図。第４図は本発明の第３
実施例の構成を示すブロツク図。 ２および２Ａ…副搬送波発生回路、４，４′，
５および５′…ローパスフイルタ、３，９，１
８，１９および２６…乗算回路、６，１３，２４
および２８…加算回路、７，１１，１２，２５お
よび２７…減算回路、１０…レベル調整回路。
ブロツク図。第２図は本発明の第１実施例の構成
を示すブロツク図。第３図は本発明の第２実施例
の構成を示すブロツク図。第４図は本発明の第３
実施例の構成を示すブロツク図。 ２および２Ａ…副搬送波発生回路、４，４′，
５および５′…ローパスフイルタ、３，９，１
８，１９および２６…乗算回路、６，１３，２４
および２８…加算回路、７，１１，１２，２５お
よび２７…減算回路、１０…レベル調整回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ メイン信号とサブ信号とを乗算する乗算回路
と、該乗算回路の出力レベルを調整するレベル調
整回路と、該レベル調整回路の出力により前記サ
ブ信号を補正する補正手段とを備えてなることを
特徴とするステレオ復調回路。 ２ メイン信号とサブ信号とを乗算する乗算回路
と、該乗算回路の出力レベルを調整するレベル調
整回路と、該レベル調整回路の出力により左側チ
ヤンネル信号および右側チヤンネル信号をそれぞ
れ各別に補正する補正手段とを備えてなることを
特徴とするステレオ復調回路。 ３ 左側チヤンネル信号と右側チヤンネル信号と
加算する加算回路と、前記左側チヤンネル信号と
前記右側チヤンネル信号の一方から他方を減算す
る減算回路と、前記加算回路の出力と前記減算回
路の出力とを乗算する乗算回路と、該乗算回路の
出力レベルを調整するレベル調整回路と、該レベ
ル調整回路の出力により前記左側チヤンネル信号
および前記右側チヤンネル信号をそれぞれ各別に
補正する補正手段とを備えてなることを特徴とす
るステレオ復調回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1875383A JPS59146237A (ja) | 1983-02-09 | 1983-02-09 | ステレオ復調回路 |
| US06/576,905 US4550423A (en) | 1983-02-09 | 1984-02-03 | Stereo MPX circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1875383A JPS59146237A (ja) | 1983-02-09 | 1983-02-09 | ステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59146237A JPS59146237A (ja) | 1984-08-22 |
| JPS6252494B2 true JPS6252494B2 (ja) | 1987-11-05 |
Family
ID=11980406
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1875383A Granted JPS59146237A (ja) | 1983-02-09 | 1983-02-09 | ステレオ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59146237A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0650001U (ja) * | 1992-12-09 | 1994-07-08 | 有限会社こだま工房 | 光ファイバスクリーン装置およびこれを利用した光ディスプレイ装置 |
-
1983
- 1983-02-09 JP JP1875383A patent/JPS59146237A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0650001U (ja) * | 1992-12-09 | 1994-07-08 | 有限会社こだま工房 | 光ファイバスクリーン装置およびこれを利用した光ディスプレイ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59146237A (ja) | 1984-08-22 |
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