JPS63234875A - 半導体スイッチ制御方法及び該方法を適用した制御ユニット - Google Patents
半導体スイッチ制御方法及び該方法を適用した制御ユニットInfo
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- JPS63234875A JPS63234875A JP63002637A JP263788A JPS63234875A JP S63234875 A JPS63234875 A JP S63234875A JP 63002637 A JP63002637 A JP 63002637A JP 263788 A JP263788 A JP 263788A JP S63234875 A JPS63234875 A JP S63234875A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 13
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 5
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- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 3
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
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- H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流−交流変換を行ない、かつ交流幹線電源に
接続される整流ブリツツジの整流素子と並列に接続した
半導体スイッチを制御する方法及びこの方法を適用する
制御ユニットに関するものである。
接続される整流ブリツツジの整流素子と並列に接続した
半導体スイッチを制御する方法及びこの方法を適用する
制御ユニットに関するものである。
多数の用途にとっては、直流源として用いられる整流ブ
リッジを電源の入力及び出力の双方として用いられるよ
うにする必要がある。このような必要性は、例えば定電
圧源から給電され、しかも電力を送給できる負荷を取扱
う交流モータを制御するインバータに存在する。このよ
うな可能性を伴なう負荷にはエレベータがある。電力は
例えば交流モータ駆動部にトランジスタ又はサイリスク
インバータを用いることによって双方向にｉｔことがで
きる。
リッジを電源の入力及び出力の双方として用いられるよ
うにする必要がある。このような必要性は、例えば定電
圧源から給電され、しかも電力を送給できる負荷を取扱
う交流モータを制御するインバータに存在する。このよ
うな可能性を伴なう負荷にはエレベータがある。電力は
例えば交流モータ駆動部にトランジスタ又はサイリスク
インバータを用いることによって双方向にｉｔことがで
きる。
現在では交流電源と直流回路との間に接続するサイリス
クブリッジを用いて双方向直流源を作製することが屡々
ある。循環電流を伴なうか、又は伴なわないで作動し得
るサイリスクブリッジは負荷によって分与される電力を
交流回路網へと逆に供給する。循環電流のないサイリス
クブリッジによる直流源の作動は、２つのブリッジの一
方が電力の流れる方向に依存して導通すると云う原理に
基くものである。この場合にはブリッジを切換えるのに
比較的長い時間を必要とする。循環電流のない回路は電
力循環を阻止する自動変成器を用いるダイオードブリッ
ジ及びサイリスクブリッジによって作製することもでき
る。この場合には極性反転を行なうサイリスクブリッジ
を常時導通状態に保持することができる。
クブリッジを用いて双方向直流源を作製することが屡々
ある。循環電流を伴なうか、又は伴なわないで作動し得
るサイリスクブリッジは負荷によって分与される電力を
交流回路網へと逆に供給する。循環電流のないサイリス
クブリッジによる直流源の作動は、２つのブリッジの一
方が電力の流れる方向に依存して導通すると云う原理に
基くものである。この場合にはブリッジを切換えるのに
比較的長い時間を必要とする。循環電流のない回路は電
力循環を阻止する自動変成器を用いるダイオードブリッ
ジ及びサイリスクブリッジによって作製することもでき
る。この場合には極性反転を行なうサイリスクブリッジ
を常時導通状態に保持することができる。
循環電流を伴なうサイリスクブリッジ回路では双方のブ
リッジを連続的に導通状態に保持することもできる。こ
の場合にはエネルギーの流れる方向を管理する必要がな
い。サイリスク回路の欠点は、サイリスタ制御回路が複
雑で、しかもサイリスクを点弧したり、ターン・オフさ
せるのに必要な時間が比較的長いｔ云うことにある。
リッジを連続的に導通状態に保持することもできる。こ
の場合にはエネルギーの流れる方向を管理する必要がな
い。サイリスク回路の欠点は、サイリスタ制御回路が複
雑で、しかもサイリスクを点弧したり、ターン・オフさ
せるのに必要な時間が比較的長いｔ云うことにある。
現在では直流源も三相交流回路網と直流回路との間にダ
イオードブリッジを用いて作製する。ダイオードブリッ
ジは、電力の流れる方向が交流回路網から直流回路の方
向となる場合に三相電圧を整流する。電力が直流回路か
ら交流回路網へと流れる際に直流電圧を三相交流電圧に
逆変換するために、トランジスタをダイオードブリッジ
のダイオードと並列に接続する。トランジスタ制御電圧
は、各トランジスタがそれに並列に接続したダイオード
が導通する際の時間中導通ずるようにダイオードにより
３相電圧から発生させる。ツェナーダイオードを各トラ
ンジスタの制御器と直列に接続することによってトラン
ジスタの導通時間を短くして、循環電力を低減させる。
イオードブリッジを用いて作製する。ダイオードブリッ
ジは、電力の流れる方向が交流回路網から直流回路の方
向となる場合に三相電圧を整流する。電力が直流回路か
ら交流回路網へと流れる際に直流電圧を三相交流電圧に
逆変換するために、トランジスタをダイオードブリッジ
のダイオードと並列に接続する。トランジスタ制御電圧
は、各トランジスタがそれに並列に接続したダイオード
が導通する際の時間中導通ずるようにダイオードにより
３相電圧から発生させる。ツェナーダイオードを各トラ
ンジスタの制御器と直列に接続することによってトラン
ジスタの導通時間を短くして、循環電力を低減させる。
モータに制動がかかると、周波数変換器の直流回路の電
圧が上昇し、整流ブリッジに接続した反転トランジスタ
がターン・オンするため、直流回路から交流回路網へと
電流が流れる。トランジスタはダイオードにより三相交
流回路網から直接駆動されるので、制御パルスの持続時
間は一定である。この方法では点弧角が一定であるため
、コンデンサを経て直流回路に流れる循環電流が常に発
生すると云う欠点がある。さらに、点弧角をツェナーダ
イオードによって制御するため、異なる電圧を用いる回
路網には異なる制御回路が必要である。また、点弧角が
幹線電圧の変化によって変化すると云う欠点もある。
圧が上昇し、整流ブリッジに接続した反転トランジスタ
がターン・オンするため、直流回路から交流回路網へと
電流が流れる。トランジスタはダイオードにより三相交
流回路網から直接駆動されるので、制御パルスの持続時
間は一定である。この方法では点弧角が一定であるため
、コンデンサを経て直流回路に流れる循環電流が常に発
生すると云う欠点がある。さらに、点弧角をツェナーダ
イオードによって制御するため、異なる電圧を用いる回
路網には異なる制御回路が必要である。また、点弧角が
幹線電圧の変化によって変化すると云う欠点もある。
本発明の目的は上述した諸欠点を除去することにある。
本発明は交流給電回路網に接続される整流ブリッジの整
流素子と並列に接続した反転半導体スイッチを制御する
方法において、相電圧に比例する電圧を２つの電圧から
成る基準電圧と比較することにより前記半導体スイッチ
の各々を制御し、前記２つの電圧の内の一方の電圧は最
高絶対値を呈する相電圧に比例する電圧とし、他方の電
圧は整流電圧に比例する電圧とすることを特徴とする。
流素子と並列に接続した反転半導体スイッチを制御する
方法において、相電圧に比例する電圧を２つの電圧から
成る基準電圧と比較することにより前記半導体スイッチ
の各々を制御し、前記２つの電圧の内の一方の電圧は最
高絶対値を呈する相電圧に比例する電圧とし、他方の電
圧は整流電圧に比例する電圧とすることを特徴とする。
この方法によれば点弧角が自動的に正しい値に調整され
る。また、点弧角は必要最小限となるため、回路網の外
乱が低減する。
る。また、点弧角は必要最小限となるため、回路網の外
乱が低減する。
本発明の好適例では、整流電圧に比例する電圧と、最高
絶対値を有する相電圧に比例する電圧との差電圧を最高
絶対値を有する相電圧に比例する電圧から差引いて前記
基準電圧を発生させる。
絶対値を有する相電圧に比例する電圧との差電圧を最高
絶対値を有する相電圧に比例する電圧から差引いて前記
基準電圧を発生させる。
本発明の他の好適例では整流電圧に比例する電圧を最高
絶対値を有する相電圧に比例する電圧を２倍にした電圧
値から差引いて基準電圧を発生させる。
絶対値を有する相電圧に比例する電圧を２倍にした電圧
値から差引いて基準電圧を発生させる。
さらに本発明は、交流給電回路網に接続される整流ブリ
ッジの整流素子と並列に接続した反転半導体スイッチを
制御する方法を適用すべく設計した制御ユニットにおい
て、該制御ユニットが、相電圧の絶対値に比例する電圧
を基準電圧と比較して半導体スイッチの各々を制御し得
る比較器と、最高絶対値を有する相電圧に比例する電圧
及び整流電圧に比例する電圧の両電圧から基準電圧を発
生させる回路とを併有することを特徴とする。
ッジの整流素子と並列に接続した反転半導体スイッチを
制御する方法を適用すべく設計した制御ユニットにおい
て、該制御ユニットが、相電圧の絶対値に比例する電圧
を基準電圧と比較して半導体スイッチの各々を制御し得
る比較器と、最高絶対値を有する相電圧に比例する電圧
及び整流電圧に比例する電圧の両電圧から基準電圧を発
生させる回路とを併有することを特徴とする。
本発明のさらに他の好適例では、前記基準電圧発生回路
が、相電圧の内の最高相電圧を選択することにより最高
絶対値を有する相電圧に比例する電圧を発生する比較回
路と、最高相電圧に比例する前記電圧と直流回路におけ
る電圧に比例する電圧との差電圧を発生する差分回路と
、前記差分回路から得られる差電圧と最高絶対値を有す
る相電圧に比例する電圧との和電圧を発生する加算器と
を具えるようにする。
が、相電圧の内の最高相電圧を選択することにより最高
絶対値を有する相電圧に比例する電圧を発生する比較回
路と、最高相電圧に比例する前記電圧と直流回路におけ
る電圧に比例する電圧との差電圧を発生する差分回路と
、前記差分回路から得られる差電圧と最高絶対値を有す
る相電圧に比例する電圧との和電圧を発生する加算器と
を具えるようにする。
さらに本発明の好適例では、制御ユニットに各相の一方
の半導体スイッチが導通している際に他方の半導体スイ
ッチが導通するのを阻止するためにダイオードを設ける
。
の半導体スイッチが導通している際に他方の半導体スイ
ッチが導通するのを阻止するためにダイオードを設ける
。
以下図面につき本発明を説明する。
第１図は周波数変換器により給電されるかご形モータＭ
を示す。この図には周波数変換器の電力段も示してあり
、この電力段では交流電源の三相ＵＲ，Ｕ、及びＵアを
ダイオードＤ、〜Ｄ＋□によって整流し、かつ極性反転
をトランジスタＱ１〜Ｑ、によって行なう。極性反転に
は零ダイオードＤ、〜Ｄ６も必要とする。モータの入力
導線間に接続したインダクタンスし１〜Ｌ３及びコンデ
ンサＣ８〜Ｃ３は雑音減衰器として作用する。整流電圧
は電圧＋ＶＤＣと−ＶＤＣとの差であり、これをコンデ
ンサＣ４によってろ波する。
を示す。この図には周波数変換器の電力段も示してあり
、この電力段では交流電源の三相ＵＲ，Ｕ、及びＵアを
ダイオードＤ、〜Ｄ＋□によって整流し、かつ極性反転
をトランジスタＱ１〜Ｑ、によって行なう。極性反転に
は零ダイオードＤ、〜Ｄ６も必要とする。モータの入力
導線間に接続したインダクタンスし１〜Ｌ３及びコンデ
ンサＣ８〜Ｃ３は雑音減衰器として作用する。整流電圧
は電圧＋ＶＤＣと−ＶＤＣとの差であり、これをコンデ
ンサＣ４によってろ波する。
モータの制動中に発生するエネルギーは、トランジスタ
Ｑ１３によって制御される抵抗Ｒ，と、ダイオードＤ、
〜Ｄ、□に並列に接続され、かつ制御ユニット１によっ
て制御されるトランジスタＱ７〜（１＋ｚによって直流
を交流に変換することにより周波数変換器に供給する三
相交流回路網との双方に供給される。
Ｑ１３によって制御される抵抗Ｒ，と、ダイオードＤ、
〜Ｄ、□に並列に接続され、かつ制御ユニット１によっ
て制御されるトランジスタＱ７〜（１＋ｚによって直流
を交流に変換することにより周波数変換器に供給する三
相交流回路網との双方に供給される。
第２図は制御ユニットを示し、これは正又は負の相電圧
に比例する電圧の絶対値Ｕｌ −Ｕ、が基準電圧ｖ＊ｘ
ｒ以上となる際に相電圧ＯＲ＋ＵＳ及びＵ。
に比例する電圧の絶対値Ｕｌ −Ｕ、が基準電圧ｖ＊ｘ
ｒ以上となる際に相電圧ＯＲ＋ＵＳ及びＵ。
の内の１つの相電圧の半サイクル中に各トランジスタＱ
、〜［Ｌｚをターン・オンさせる。電圧０１〜Ｕ６は正
又は負の相電圧＋ＯＲ＋−０１１、＋Ｕｓ １−０３１
＋ＵＴ又は−Ｕ７の減衰絶対値に相当する。基準電圧Ｖ
ＲＥＦは、直流回路の電圧に比例する電圧Ｖ、と、最高
の絶対値を有する相電圧に比例する電圧ｖＮとの差（こ
の差は差分回路３によって発生させる）を差分回路２に
て前記電圧Ｖやから差引（か、又は電圧ＶＤを電圧ｖＨ
の２倍の値から差引くことによって発生させる。基準電
圧Ｖ□、との比較は比較器４〜９によっ°て行ない、こ
れらの比較器の出力信号は電力需要に従って各トランジ
スタＱ、〜ＱＩ２を駆動させるのに用いる。直流回路の
電圧が最高絶対値を有する相電圧に等しい場合には、ト
ランジスタＱ、〜ｌＬｚのいずれも導通しなくなる。直
流電圧が上昇する場合には、基準電圧ｖ＊！ｒが降下し
、トランジスタＱ、〜Ｑ、□が導通ずる。直流電圧が上
昇するにつれて、トランジスタ０７〜（１＋ｚが導通し
続ける時間が長くなる。
、〜［Ｌｚをターン・オンさせる。電圧０１〜Ｕ６は正
又は負の相電圧＋ＯＲ＋−０１１、＋Ｕｓ １−０３１
＋ＵＴ又は−Ｕ７の減衰絶対値に相当する。基準電圧Ｖ
ＲＥＦは、直流回路の電圧に比例する電圧Ｖ、と、最高
の絶対値を有する相電圧に比例する電圧ｖＮとの差（こ
の差は差分回路３によって発生させる）を差分回路２に
て前記電圧Ｖやから差引（か、又は電圧ＶＤを電圧ｖＨ
の２倍の値から差引くことによって発生させる。基準電
圧Ｖ□、との比較は比較器４〜９によっ°て行ない、こ
れらの比較器の出力信号は電力需要に従って各トランジ
スタＱ、〜ＱＩ２を駆動させるのに用いる。直流回路の
電圧が最高絶対値を有する相電圧に等しい場合には、ト
ランジスタＱ、〜ｌＬｚのいずれも導通しなくなる。直
流電圧が上昇する場合には、基準電圧ｖ＊！ｒが降下し
、トランジスタＱ、〜Ｑ、□が導通ずる。直流電圧が上
昇するにつれて、トランジスタ０７〜（１＋ｚが導通し
続ける時間が長くなる。
第３図は基準電圧ｖ、Ｉａｒを発生する回路を示す。
比較回路１０は最高絶対値を有する相電圧に比例する電
圧Ｖ、を発生する。ダイオードＤＩ３〜ＤＩ１１から成
るセレクタスイッチは電圧Ｕ、〜Ｕ６の内の最高絶対値
を有する電圧を選択する。これにより選択した電圧を演
算増幅器１１に入力させる。この増幅器１１はセレクタ
スイッチによって引き起されるダイオードスレッショー
ルド誤差を補正するダイオード０１９と一緒に電圧ホロ
ワとして接続する。電圧Ｖ、は点Ａに現われる。この点
Ａから電圧ｖ０を差分回路１２に供給し、この回路にて
電圧ＶＮ −ｖｏ、即ち前記電圧Ｖ、と直流回路の電圧
に比例する電圧ＶＯとの差電圧を発生させる。電圧Ｖ、
と減衰した負の直流電圧−ＶＤＣを演算増幅器１３の入
力端に供給する。斯くして得た差電圧と減衰した正の直
流電圧＋ＶＯＣを別の演算増幅器１４に入力させる。ダ
イオードＤ２゜〜０２３は過剰絶対値電圧に対して演算
増幅器１３及び１４を保護する。
圧Ｖ、を発生する。ダイオードＤＩ３〜ＤＩ１１から成
るセレクタスイッチは電圧Ｕ、〜Ｕ６の内の最高絶対値
を有する電圧を選択する。これにより選択した電圧を演
算増幅器１１に入力させる。この増幅器１１はセレクタ
スイッチによって引き起されるダイオードスレッショー
ルド誤差を補正するダイオード０１９と一緒に電圧ホロ
ワとして接続する。電圧Ｖ、は点Ａに現われる。この点
Ａから電圧ｖ０を差分回路１２に供給し、この回路にて
電圧ＶＮ −ｖｏ、即ち前記電圧Ｖ、と直流回路の電圧
に比例する電圧ＶＯとの差電圧を発生させる。電圧Ｖ、
と減衰した負の直流電圧−ＶＤＣを演算増幅器１３の入
力端に供給する。斯くして得た差電圧と減衰した正の直
流電圧＋ＶＯＣを別の演算増幅器１４に入力させる。ダ
イオードＤ２゜〜０２３は過剰絶対値電圧に対して演算
増幅器１３及び１４を保護する。
加算回路１５は差動回路１２から得られる差電圧ＶＮ−
ＶＤを電圧ＶＮに加える。加算回路１５の演算増幅器の
出力端子に負の基準電圧−ＶＲＥＦが得られる。
ＶＤを電圧ＶＮに加える。加算回路１５の演算増幅器の
出力端子に負の基準電圧−ＶＲＥＦが得られる。
正の基準電圧を得るために、この負電圧は反転増幅器１
６に入力させる必要がある。
６に入力させる必要がある。
第４図はＲの相に接続されるトランジスタロ、及びＱ、
を駆動するトランジスタ制御ユニットの部分を示す。他
の相に接続されるトランジスタも同じ方法で駆動させる
。相電圧υえは減衰させて演算増幅器１７の入力端に供
給する。この増幅器１７は第３図に示した電圧Ｕ２を出
力し、この電圧は負半サイクルに対応し、しかも相電圧
に比例する。正半サイクルに対応する電圧ＵＩは相電圧
を反転増幅器１８に入力させることによって得られる。
を駆動するトランジスタ制御ユニットの部分を示す。他
の相に接続されるトランジスタも同じ方法で駆動させる
。相電圧υえは減衰させて演算増幅器１７の入力端に供
給する。この増幅器１７は第３図に示した電圧Ｕ２を出
力し、この電圧は負半サイクルに対応し、しかも相電圧
に比例する。正半サイクルに対応する電圧ＵＩは相電圧
を反転増幅器１８に入力させることによって得られる。
増幅器１７におけるコンデンサＣ３は雑音をろ波し、ダ
イオードＤｔ４〜ＯＺＳは過剰絶対値電圧に対して増幅
器を保護する。
イオードＤｔ４〜ＯＺＳは過剰絶対値電圧に対して増幅
器を保護する。
増幅器１７から得られる電圧Ｕ！を２個の比較器１９及
び２０の各一方の入力端に供給する。第１比較器１９の
他方の入力端は負の基準電圧−ｖｌ、に接続し、また第
２比較器２σの他方の入力端は正の基準電圧＋ｖ＊！ｙ
に接続する。トランジスタＱ、を第１比較器１９によっ
て制御し、トランジスタＱ、を第２比較器２０によって
制御する。トランジスタＱ、用の駆動信号を得るために
、比較器１９から得られる信号をダイオードＤ２９を介
して増幅器２１に供給し、この増幅器にて増幅してから
トランジスタ制御装置を成すオプトアイソレータのＬＥ
Ｄ Ｄ、。に供給する。同様に、トランジスタＱ、もダ
イオードＤｔ１、増幅器２２及びＬＥＤ Ｄ３ｔによっ
て制御する。ダイオードＤ。
び２０の各一方の入力端に供給する。第１比較器１９の
他方の入力端は負の基準電圧−ｖｌ、に接続し、また第
２比較器２σの他方の入力端は正の基準電圧＋ｖ＊！ｙ
に接続する。トランジスタＱ、を第１比較器１９によっ
て制御し、トランジスタＱ、を第２比較器２０によって
制御する。トランジスタＱ、用の駆動信号を得るために
、比較器１９から得られる信号をダイオードＤ２９を介
して増幅器２１に供給し、この増幅器にて増幅してから
トランジスタ制御装置を成すオプトアイソレータのＬＥ
Ｄ Ｄ、。に供給する。同様に、トランジスタＱ、もダ
イオードＤｔ１、増幅器２２及びＬＥＤ Ｄ３ｔによっ
て制御する。ダイオードＤ。
の機能はダイオードＤ２’７を経る信号の通過を阻止し
、従ってトランジスタＱ、が導通している際にトランジ
スタＱ、が導通ずるのを阻止する。同様にダイオードＤ
２９はダイオードＩｈ＆を経る信号通路を阻止し、従っ
てトランジスタロ、が導通している際にトランジスタＱ
７が導通するのを阻止する。
、従ってトランジスタＱ、が導通している際にトランジ
スタＱ、が導通ずるのを阻止する。同様にダイオードＤ
２９はダイオードＩｈ＆を経る信号通路を阻止し、従っ
てトランジスタロ、が導通している際にトランジスタＱ
７が導通するのを阻止する。
本発明は上述した例のみに限定されるものでなく、幾多
の変更を加え得ること勿論である。
の変更を加え得ること勿論である。
第１図はかご形モータ、このモータへ給電する周波数変
換器の電力段及び反転トランジスタを制御するユニット
を示す回路図； 第２図は最高相電圧に比例する電圧を基準電圧と比較す
る比較器及び基準電圧発生回路を示す回路図； 第３図は基準電圧発生回路をさらに詳細に示す回路図； 第４図は相Ｒに接続される制御ユニットの詳細回路図で
ある。 ■・・・制御ユニット２，３・・・差分回路４〜９ｉ１
９．２０・・・比較器 １０・・・比較回路１１．１３
．１４．１７・・・演算増幅器１２・・・差分回路
１５・・・加算回路１６・・・反転増幅器
阿・・・かご形モータＱ、−Ｑ、；Ｑ、〜Ｑｌ！・・
・極性反転用トランジスタＤＩ−Ｄ６：Ｄ？〜ＤＩ２・
・・整流ダイオード０１３〜Ｄｌｅ・・・セレクタスイ
ッチＵＲ＋ＵＳ ＋０丁・・・三相電圧 特許出願人 コーホ・エレベータ−・ゲーエムベー
ハー Ｆｉｇ、 ｌ＋
換器の電力段及び反転トランジスタを制御するユニット
を示す回路図； 第２図は最高相電圧に比例する電圧を基準電圧と比較す
る比較器及び基準電圧発生回路を示す回路図； 第３図は基準電圧発生回路をさらに詳細に示す回路図； 第４図は相Ｒに接続される制御ユニットの詳細回路図で
ある。 ■・・・制御ユニット２，３・・・差分回路４〜９ｉ１
９．２０・・・比較器 １０・・・比較回路１１．１３
．１４．１７・・・演算増幅器１２・・・差分回路
１５・・・加算回路１６・・・反転増幅器
阿・・・かご形モータＱ、−Ｑ、；Ｑ、〜Ｑｌ！・・
・極性反転用トランジスタＤＩ−Ｄ６：Ｄ？〜ＤＩ２・
・・整流ダイオード０１３〜Ｄｌｅ・・・セレクタスイ
ッチＵＲ＋ＵＳ ＋０丁・・・三相電圧 特許出願人 コーホ・エレベータ−・ゲーエムベー
ハー Ｆｉｇ、 ｌ＋
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、交流給電回路網に接続される整流ブリッジの整流素
子（Ｄ＿７〜Ｄ＿１＿２）と並列に接続した反転半導体
スイッチ（Ｑ＿７〜Ｑ＿１＿２）を制御する方法におい
て、相電圧に比例する電圧（Ｕ＿１〜Ｕ＿６）を２つの
電圧から成る基準電圧（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）と比較するこ
とにより前記半導体スイッチ（Ｑ＿７〜Ｑ＿１＿２）の
各々を制御し、前記２つの電圧の内の一方の電圧（Ｖ＿
Ｎ）は最高絶対値を呈する相電圧に比例する電圧とし、
他方の電圧（Ｖ＿Ｄ）は整流電圧に比例する電圧とする
ことを特徴とする半導体スイッチ制御方法。 ２、整流電圧に比例する電圧（Ｖ＿Ｄ）と、最高絶対値
を有する相電圧に比例する電圧（Ｖ＿Ｎ）との差電圧を
最高絶対値を有する相電圧に比例する電圧（Ｖ＿Ｎ）か
ら差引いて前記基準電圧（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）を発生させ
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の方法
。 ３、整流電圧に比例する電圧（Ｖ＿Ｄ）を最高絶対値を
有する相電圧に比例する電圧（Ｖ＿Ｎ）を２倍にした電
圧値から差引いて基準電圧（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）を発生さ
せることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の方
法。 ４、交流給電回路網に接続される整流ブリッジの整流素
子（Ｄ＿７〜Ｄ＿１＿２）と並列に接続した反転半導体
スイッチ（Ｑ＿７〜Ｑ＿１＿２）を制御する方法を適用
すべく設計した制御ユニットにおいて、該制御ユニット
（１）が、相電圧の絶対値に比例する電圧（Ｕ＿１〜Ｕ
＿６）を基準電圧（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）と比較して半導体
スイッチの各々を制御し得る比較器（４〜９；１９、２
０）と、最高絶対値を有する相電圧に比例する電圧（Ｖ
＿Ｎ）及び整流電圧に比例する電圧（Ｖ＿Ｄ）の両電圧
から基準電圧を発生させる回路とを併有することを特徴
とする半導体スイッチ制御ユニット。 ５、前記基準電圧発生回路が、相電圧（Ｕ＿１〜Ｕ＿６
）の内の最高相電圧を選択することにより最高絶対値を
有する相電圧に比例する電圧（Ｖ＿Ｎ）を発生する比較
回路（１０）と、最高相電圧に比例する前記電圧（Ｖ＿
Ｎ）と直流回路における電圧に比例する電圧（Ｖ＿Ｄ）
との差電圧を発生する差分回路（１２）と、前記差分回
路（１２）から得られる差電圧（Ｖ＿Ｎ−Ｖ＿Ｄ）と最
高絶対値を有する相電圧に比例する電圧（Ｖ＿Ｎ）との
和電圧を発生する加算器（１５）とを具えることを特徴
とする特許請求の範囲第４項に記載の制御ユニット。 ６、制御ユニット（１）に各相の一方の半導体スイッチ
が導通している際に他方の半導体スイッチが導通するの
を阻止するためにダイオード（Ｄ＿２＿６〜Ｄ＿２＿９
）を設けたことを特徴とする特許請求の範囲第４又は５
項のいずれかに記載の制御ユニット。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI870119 | 1987-01-13 | ||
| FI870119A FI78202C (fi) | 1987-01-13 | 1987-01-13 | Foerfarande foer styrning av halvledarkopplingar i en till vaexelspaenningsnaet kopplad likriktarbrygga samt en foer tillaempning av foerfarandet avsedd styrenhet. |
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| JPS63234875A true JPS63234875A (ja) | 1988-09-30 |
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Family Applications (1)
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