JPH06153519A - 並列運転システム用電力変換装置 - Google Patents
並列運転システム用電力変換装置Info
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- JPH06153519A JPH06153519A JP4302153A JP30215392A JPH06153519A JP H06153519 A JPH06153519 A JP H06153519A JP 4302153 A JP4302153 A JP 4302153A JP 30215392 A JP30215392 A JP 30215392A JP H06153519 A JPH06153519 A JP H06153519A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 並列に接続された直流から交流へ又は交流か
ら直流へ変換するＰＷＭ制御電力変換装置間の循環電流
を抑制する。 【構成】 出力電圧の波形に応じた指令信号と搬送信号
とを比較して得られるＰＷＭ信号に基いて制御される複
数の逆電力変換装置を、入力と出力を並列に接続してな
る並列運転システムに用いられる電力変換装置におい
て、電力変換装置１Ａの交流出力端に設けられた直流電
流成分を検出する電流検出手段１１と、該直流電流検出
手段出力に応じて、前記直流電流成分を減少するように
前記指令信号と前記搬送信号のいずれか一方を補正する
補正手段を設けることを特徴とする逆電力変換装置。
ら直流へ変換するＰＷＭ制御電力変換装置間の循環電流
を抑制する。 【構成】 出力電圧の波形に応じた指令信号と搬送信号
とを比較して得られるＰＷＭ信号に基いて制御される複
数の逆電力変換装置を、入力と出力を並列に接続してな
る並列運転システムに用いられる電力変換装置におい
て、電力変換装置１Ａの交流出力端に設けられた直流電
流成分を検出する電流検出手段１１と、該直流電流検出
手段出力に応じて、前記直流電流成分を減少するように
前記指令信号と前記搬送信号のいずれか一方を補正する
補正手段を設けることを特徴とする逆電力変換装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数の電力変換装置が
並列運転されるシステムにおける電力変換装置に関す
る。
並列運転されるシステムにおける電力変換装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】半導体スイッチング素子を用いた電力変
換装置は、使用される半導体スイッチング素子の容量の
制限や、重要負荷に対して電力変換装置のシステムの信
頼性を向上させるため、複数台の並列運転を行うことが
多い。これらの並列運転される電力変換装置の間の負荷
電流の分担に関しては、特開昭６１−１５７２３５号公
報、特開平１−２９５６３１号公報などに示されるよう
に、２つ以上の電力変換装置の出力または入力電流をバ
ランスさせることが考慮されている。
換装置は、使用される半導体スイッチング素子の容量の
制限や、重要負荷に対して電力変換装置のシステムの信
頼性を向上させるため、複数台の並列運転を行うことが
多い。これらの並列運転される電力変換装置の間の負荷
電流の分担に関しては、特開昭６１−１５７２３５号公
報、特開平１−２９５６３１号公報などに示されるよう
に、２つ以上の電力変換装置の出力または入力電流をバ
ランスさせることが考慮されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来技術では
電力変換装置間の循環電流を抑制することについて配慮
されておらず、電力変換装置内のスイッチング素子の損
失を増大させるだけでなく、電力変換装置の交流側にと
っては零相電流になるため、交流リアクトルが直流励磁
されて過熱したりする問題点があった。
電力変換装置間の循環電流を抑制することについて配慮
されておらず、電力変換装置内のスイッチング素子の損
失を増大させるだけでなく、電力変換装置の交流側にと
っては零相電流になるため、交流リアクトルが直流励磁
されて過熱したりする問題点があった。
【０００４】すなわち、半導体スイッチング素子を用い
た電力変換装置は、単相または三相いずれの場合も、ま
た、ハーフブリッジまたはフルブリッジなどのいずれの
場合も、半導体スイッチング素子とこれに逆接続された
フリーホイールダイオードからなる正側アームと負側ア
ームとを直流線路の正極と負極間に直列接続し、正極側
のアームと負極側のアームの接続点を交流電源または交
流負荷へ接続する構成となっている。
た電力変換装置は、単相または三相いずれの場合も、ま
た、ハーフブリッジまたはフルブリッジなどのいずれの
場合も、半導体スイッチング素子とこれに逆接続された
フリーホイールダイオードからなる正側アームと負側ア
ームとを直流線路の正極と負極間に直列接続し、正極側
のアームと負極側のアームの接続点を交流電源または交
流負荷へ接続する構成となっている。
【０００５】上述した構成の電力変換装置が、ゲートタ
ーンオフサイリスタやバイポーラパワートランジスタの
ようなオン・オフ機能を有する半導体スイッチング素子
を用いたパルス幅変調（以降、ＰＷＭと略記する。）制
御方式の場合、オン・オフの駆動信号が各スイッチング
素子に入力され、実際にスイッチング動作に入るまでの
時間や、スイッチング素子のスイッチング速度には一般
には不揃いがある。
ーンオフサイリスタやバイポーラパワートランジスタの
ようなオン・オフ機能を有する半導体スイッチング素子
を用いたパルス幅変調（以降、ＰＷＭと略記する。）制
御方式の場合、オン・オフの駆動信号が各スイッチング
素子に入力され、実際にスイッチング動作に入るまでの
時間や、スイッチング素子のスイッチング速度には一般
には不揃いがある。
【０００６】従って、正極側のアームのスイッチング素
子と負極側のアームのスイッチング素子のパルス幅は異
なったものとなる。このパルス幅の積分値が交流電圧と
なるのであるから、交流の正極側電圧と負極側電圧に相
異が生じ、例えば正極側スイッチング素子のパルス幅が
大きいと交流波形は零点電位から正側に移動した形とな
り、直流分が交流電圧の正側に重畳したものになる。即
ち、交流側の零点電位と直流側の中点に電位差を生じる
ことになる。この電位差が並列運転している他の電力変
換装置回路を通して循環電流を流すのである。
子と負極側のアームのスイッチング素子のパルス幅は異
なったものとなる。このパルス幅の積分値が交流電圧と
なるのであるから、交流の正極側電圧と負極側電圧に相
異が生じ、例えば正極側スイッチング素子のパルス幅が
大きいと交流波形は零点電位から正側に移動した形とな
り、直流分が交流電圧の正側に重畳したものになる。即
ち、交流側の零点電位と直流側の中点に電位差を生じる
ことになる。この電位差が並列運転している他の電力変
換装置回路を通して循環電流を流すのである。
【０００７】このように、循環電流は、正極側及び負極
側のアームのスイッチング素子のＰＷＭ制御におけるパ
ルス幅の相異に起因するものであるから、コンバータ、
インバータ、単相、三相のいずれの場合にも生じうるも
のである。
側のアームのスイッチング素子のＰＷＭ制御におけるパ
ルス幅の相異に起因するものであるから、コンバータ、
インバータ、単相、三相のいずれの場合にも生じうるも
のである。
【０００８】なお、この電力変換装置の交流電源と交流
入力端または交流負荷と交流出力端に変圧器を設けて直
流を絶縁すれば、上述した循環電流を防ぐことはできる
が、変圧器を設けることにより装置が大型化する問題が
ある。
入力端または交流負荷と交流出力端に変圧器を設けて直
流を絶縁すれば、上述した循環電流を防ぐことはできる
が、変圧器を設けることにより装置が大型化する問題が
ある。
【０００９】本発明の目的は、並列運転されるＰＷＭ制
御方式の電力変換装置間を流れる循環電流をＰＷＭ信号
を用いて低減する電力変換装置の並列システムを提供す
ることである。
御方式の電力変換装置間を流れる循環電流をＰＷＭ信号
を用いて低減する電力変換装置の並列システムを提供す
ることである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、出力電圧の波形に応じた指令信号と搬送信号とを比
較して得られるＰＷＭ信号に基いて制御される複数の逆
電力変換装置を、入力と出力を並列に接続してなる並列
運転システムに用いられる逆電力変換装置において、前
記逆電力変換装置の交流出力端に設けられた直流電流成
分を検出する直流電流検出手段と、該直流電流検出手段
出力に応じて、前記直流電流成分を減少するように前記
指令信号と前記搬送信号のいずれか一方を補正する補正
手段とを設けたことを特徴とする逆電力変換装置とした
のである。
に、出力電圧の波形に応じた指令信号と搬送信号とを比
較して得られるＰＷＭ信号に基いて制御される複数の逆
電力変換装置を、入力と出力を並列に接続してなる並列
運転システムに用いられる逆電力変換装置において、前
記逆電力変換装置の交流出力端に設けられた直流電流成
分を検出する直流電流検出手段と、該直流電流検出手段
出力に応じて、前記直流電流成分を減少するように前記
指令信号と前記搬送信号のいずれか一方を補正する補正
手段とを設けたことを特徴とする逆電力変換装置とした
のである。
【００１１】また、順電力変換装置の場合は、前記順電
力変換装置の直流出力端に設けられた正極電流成分と負
極電流成分の差を検出する直流差電流検出手段を、逆電
力変換装置の場合の直流電流検出手段に替えればよい。
力変換装置の直流出力端に設けられた正極電流成分と負
極電流成分の差を検出する直流差電流検出手段を、逆電
力変換装置の場合の直流電流検出手段に替えればよい。
【００１２】
【作用】このように構成することにより、本発明によれ
ば次の作用により上記の目的が達成される。逆電力変換
装置の直流電流検出手段で検出される交流出力電流に含
まれる直流電流成分は、並列運転されている逆電力変換
装置の間に、ＰＷＭ信号に基いて制御される正側と負側
のスイッチング素子のパルス幅の相異により生ずる直流
電圧によって発生するものである。
ば次の作用により上記の目的が達成される。逆電力変換
装置の直流電流検出手段で検出される交流出力電流に含
まれる直流電流成分は、並列運転されている逆電力変換
装置の間に、ＰＷＭ信号に基いて制御される正側と負側
のスイッチング素子のパルス幅の相異により生ずる直流
電圧によって発生するものである。
【００１３】いま検出された直流電流成分の方向を負荷
へ向うときを正と仮定すると、これは正側のスイッチン
グ素子のパルス幅が負側よりも大きいときである。従っ
て、直流電流成分を減らすには、正側のスイッチング素
子のパルス幅を減少させればよい。そのようにＰＷＭ信
号を変えるためには、検出された直流電流成分の大きさ
に応じて、指令信号の搬送信号に対する相対位置を変え
ればよい。すなわち、直流電流成分の大きさに応じた値
を指令信号から減じてもよく、その値を搬送信号に加え
てもよい。その結果、スイッチング素子駆動手段から、
正側のスイッチング素子のパルス幅を減らした信号が出
力され、直流電流成分が減少し目的は達成できる。
へ向うときを正と仮定すると、これは正側のスイッチン
グ素子のパルス幅が負側よりも大きいときである。従っ
て、直流電流成分を減らすには、正側のスイッチング素
子のパルス幅を減少させればよい。そのようにＰＷＭ信
号を変えるためには、検出された直流電流成分の大きさ
に応じて、指令信号の搬送信号に対する相対位置を変え
ればよい。すなわち、直流電流成分の大きさに応じた値
を指令信号から減じてもよく、その値を搬送信号に加え
てもよい。その結果、スイッチング素子駆動手段から、
正側のスイッチング素子のパルス幅を減らした信号が出
力され、直流電流成分が減少し目的は達成できる。
【００１４】順電力変換装置の場合は、直流差電流検出
手段の出力が、逆電力変換装置の直流電流検出手段で検
出される交流出力電流に含まれる直流電流成分と同じ原
因で発生するものである。従って、順電力変換装置の場
合と同様に、検出された直流差電流の大きさに応じて、
指令信号の搬送信号に対する相対位置を変えればよい
手段の出力が、逆電力変換装置の直流電流検出手段で検
出される交流出力電流に含まれる直流電流成分と同じ原
因で発生するものである。従って、順電力変換装置の場
合と同様に、検出された直流差電流の大きさに応じて、
指令信号の搬送信号に対する相対位置を変えればよい
【００１５】。
【実施例】本発明の一実施例を図１により説明する。図
１は単相インバ−タ２台の並列システムである。インバ
−タ１Ａ，１Ｂはハ−フブリッジ型の単相ＰＷＭ制御イ
ンバ−タである。インバ−タ１Ａの主回路は、直流コン
デンサ４、５とトランジスタ６、７と、それぞれに逆接
続されたダイオ−ド８、９と交流リアクトル１０によっ
て構成されている。
１は単相インバ−タ２台の並列システムである。インバ
−タ１Ａ，１Ｂはハ−フブリッジ型の単相ＰＷＭ制御イ
ンバ−タである。インバ−タ１Ａの主回路は、直流コン
デンサ４、５とトランジスタ６、７と、それぞれに逆接
続されたダイオ−ド８、９と交流リアクトル１０によっ
て構成されている。
【００１６】制御回路は、交流リアクトル１０の負荷側
に、負荷への出力電流と負荷からの戻り電流の差を検出
するように設置されたホ−ルＣＴ１１、トランジスタ
６、７の駆動回路１２、指令信号発生手段１３、搬送信
号発生手段１４と、搬送信号発生手段１４の出力からホ
−ルＣＴ１１の出力を減算する減算器１５と、減算器１
５の出力と指令信号発生手段１３の出力を比較してトラ
ンジスタ駆動手段１２へ信号を出力する比較器１６から
構成されている。
に、負荷への出力電流と負荷からの戻り電流の差を検出
するように設置されたホ−ルＣＴ１１、トランジスタ
６、７の駆動回路１２、指令信号発生手段１３、搬送信
号発生手段１４と、搬送信号発生手段１４の出力からホ
−ルＣＴ１１の出力を減算する減算器１５と、減算器１
５の出力と指令信号発生手段１３の出力を比較してトラ
ンジスタ駆動手段１２へ信号を出力する比較器１６から
構成されている。
【００１７】インバ−タ１Ｂはインバ−タ１Ａと全く同
一の回路構成であり、詳細の図示は省略するが、直流入
力は共通の直流電源２に接続され、交流出力も共通の負
荷３に直接接続されている。
一の回路構成であり、詳細の図示は省略するが、直流入
力は共通の直流電源２に接続され、交流出力も共通の負
荷３に直接接続されている。
【００１８】前に述べたように、仮りに、インバ−タ１
Ａの正側アームのトランジスタ６のパルス幅が、負側ア
ームのトランジスタ７のパルス幅より大きい場合、交流
電圧波形は零点電位から正側に移動した形となり、直流
分が正側に重畳したものとなる。この直流分により、ト
ランジスタ６から、交流負荷３の入力端における単相イ
ンバータ１Ｂとの接続点、単相インバータ１Ｂの正側ア
ームのダイオード、直流電源２の出力端における接続点
を経由して上記の電力変換装置のトランジスタ６に戻る
回路に、循環電流が流れる。
Ａの正側アームのトランジスタ６のパルス幅が、負側ア
ームのトランジスタ７のパルス幅より大きい場合、交流
電圧波形は零点電位から正側に移動した形となり、直流
分が正側に重畳したものとなる。この直流分により、ト
ランジスタ６から、交流負荷３の入力端における単相イ
ンバータ１Ｂとの接続点、単相インバータ１Ｂの正側ア
ームのダイオード、直流電源２の出力端における接続点
を経由して上記の電力変換装置のトランジスタ６に戻る
回路に、循環電流が流れる。
【００１９】図４は、この実施例の制御回路の各部の出
力波形例を示すものである。ここでホ−ルＣＴ１１は図
１の矢印の方向の電流を正とする。上述の例では、循環
電流がインバ−タ１Ａからインバ−タ１Ｂへ流れるの
で、循環電流によるホ−ルＣＴ１１の出力は、正とな
り、その波形は図４の線ａで示される。この出力を搬送
信号発生手段１４の出力から減算する減算器１５の出力
は、図４のｂのように横軸ｅから下方へホ−ルＣＴ１１
の出力に応じた量だけ移動した波形となる。これを、指
令信号発生手段１３の出力ｃと比較器１６で比較すると
波形ｄで示される出力が得られる。この出力はＰＷＭ信
号となり、この信号によってトランジスタ駆動手段１２
はトランジスタ６、７を駆動する。このＰＷＭ信号は、
負側のスイッチング素子のパルス幅を大きくするもので
あるから、交流の正側に重畳した直流分を低減し、その
結果、循環電流も低減される。
力波形例を示すものである。ここでホ−ルＣＴ１１は図
１の矢印の方向の電流を正とする。上述の例では、循環
電流がインバ−タ１Ａからインバ−タ１Ｂへ流れるの
で、循環電流によるホ−ルＣＴ１１の出力は、正とな
り、その波形は図４の線ａで示される。この出力を搬送
信号発生手段１４の出力から減算する減算器１５の出力
は、図４のｂのように横軸ｅから下方へホ−ルＣＴ１１
の出力に応じた量だけ移動した波形となる。これを、指
令信号発生手段１３の出力ｃと比較器１６で比較すると
波形ｄで示される出力が得られる。この出力はＰＷＭ信
号となり、この信号によってトランジスタ駆動手段１２
はトランジスタ６、７を駆動する。このＰＷＭ信号は、
負側のスイッチング素子のパルス幅を大きくするもので
あるから、交流の正側に重畳した直流分を低減し、その
結果、循環電流も低減される。
【００２０】上述したような正側と負側のスイッチング
素子のパルス幅にアンバランスが生じなければ、ホ−ル
ＣＴ１１の出力は零であり比較器１６は指令信号発生手
段１３と搬送信号発生手段１４の出力をそのまま比較す
ることになり、正負がバランスしたＰＷＭ信号を出力す
る。
素子のパルス幅にアンバランスが生じなければ、ホ−ル
ＣＴ１１の出力は零であり比較器１６は指令信号発生手
段１３と搬送信号発生手段１４の出力をそのまま比較す
ることになり、正負がバランスしたＰＷＭ信号を出力す
る。
【００２１】他の実施例を図２により説明する。図２は
単相コンバ−タ２台の並列システムである。コンバ−タ
２１Ａ、２１Ｂはハ−フブリッジ型の単相ＰＷＭコンバ
−タである。コンバ−タ２１Ａ、２１Ｂの主回路は、入
力端に設置された交流リアクトル２２と、トランジスタ
２３、２４とそれに逆接続されたダイオ−ド２５、２６
と直流コンデンサ２７、２８とによって構成されてい
る。
単相コンバ−タ２台の並列システムである。コンバ−タ
２１Ａ、２１Ｂはハ−フブリッジ型の単相ＰＷＭコンバ
−タである。コンバ−タ２１Ａ、２１Ｂの主回路は、入
力端に設置された交流リアクトル２２と、トランジスタ
２３、２４とそれに逆接続されたダイオ−ド２５、２６
と直流コンデンサ２７、２８とによって構成されてい
る。
【００２２】これらの作用は次の通りである。コンバ−
タ２１Ａ、２１Ｂの直流出力電圧の帰還と出力基準電圧
３１との差を演算増幅器３２で増幅する。この出力と、
入力交流電圧に同期した正弦波を発生する同期正弦波発
生手段３３の出力を、乗算器３４で掛け合わせる。ここ
で、コンバ−タ出力値が大きくなると演算増幅器３２の
誤差出力も大きくなり、乗算器３４の出力も大きくなる
ので、乗算器３４は出力値を示す要素となる。
タ２１Ａ、２１Ｂの直流出力電圧の帰還と出力基準電圧
３１との差を演算増幅器３２で増幅する。この出力と、
入力交流電圧に同期した正弦波を発生する同期正弦波発
生手段３３の出力を、乗算器３４で掛け合わせる。ここ
で、コンバ−タ出力値が大きくなると演算増幅器３２の
誤差出力も大きくなり、乗算器３４の出力も大きくなる
ので、乗算器３４は出力値を示す要素となる。
【００２３】この乗算器３４出力と、変流器２０による
交流入力電流の帰還との差を演算増幅器３５で増幅す
る。演算増幅器３５へ入力される交流電流は交流電源１
８の電圧がほぼ一定であると入力値に比例する値であ
り、演算増幅器３５は入力値を示す要素となる。
交流入力電流の帰還との差を演算増幅器３５で増幅す
る。演算増幅器３５へ入力される交流電流は交流電源１
８の電圧がほぼ一定であると入力値に比例する値であ
り、演算増幅器３５は入力値を示す要素となる。
【００２４】コンバ−タ出力のコモン電流を検出するホ
−ルＣＴ１１の出力と指令信号発生手段１３の出力を加
算器３６で加算し、演算増幅器３５の出力と比較器１６
で比較する。ここでホ−ルＣＴは図の矢印の方向の電流
を正とする。比較器１６の出力はＰＷＭ信号となり、こ
の信号によってトランジスタ駆動手段１２はトランジス
タ２３、２４を駆動する。コンバ−タ２１Ａとコンバ−
タ２１Ｂは全く同一の回路構成であり、交流入力は共通
の交流電源１８に接続され、直流出力も共通の負荷１９
に接続されている。
−ルＣＴ１１の出力と指令信号発生手段１３の出力を加
算器３６で加算し、演算増幅器３５の出力と比較器１６
で比較する。ここでホ−ルＣＴは図の矢印の方向の電流
を正とする。比較器１６の出力はＰＷＭ信号となり、こ
の信号によってトランジスタ駆動手段１２はトランジス
タ２３、２４を駆動する。コンバ−タ２１Ａとコンバ−
タ２１Ｂは全く同一の回路構成であり、交流入力は共通
の交流電源１８に接続され、直流出力も共通の負荷１９
に接続されている。
【００２５】乗算器３４の出力よりも変流器２０による
実際の入力電流検出値が小さいと演算増幅器３５の出力
が小さくなりコンバ−タの交流電圧は低くなるので入力
電流は増加する。逆に、乗算器３４の出力よりも変流器
２０による実際の入力電流検出値が大きいと演算増幅器
３５の出力が大きくなりコンバ−タの交流電圧は高くな
るので入力電流は減少する。したがって、乗算器３４に
よる電力変換装置出力と、変流器２０による実際電力変
換装置の入力が一致するように制御される。
実際の入力電流検出値が小さいと演算増幅器３５の出力
が小さくなりコンバ−タの交流電圧は低くなるので入力
電流は増加する。逆に、乗算器３４の出力よりも変流器
２０による実際の入力電流検出値が大きいと演算増幅器
３５の出力が大きくなりコンバ−タの交流電圧は高くな
るので入力電流は減少する。したがって、乗算器３４に
よる電力変換装置出力と、変流器２０による実際電力変
換装置の入力が一致するように制御される。
【００２６】さらに、基準電圧３１よりもコンバ−タの
出力電圧が小さくなると演算増幅器３２の出力が大きく
なり乗算器３４の出力も大きくなる。すると、コンバ−
タの入力電流が増加して、出力の直流電圧も上昇する。
逆に、基準電圧３１より、コンバ−タの出力電圧が高く
なると演算増幅器３２の出力が小さくなり乗算器３４の
出力も小さくなる。すると、コンバ−タの入力電流が減
少して、出力の直流電圧も低下する。したがって、直流
出力電圧と基準電圧３１とが一致するように制御され
る。
出力電圧が小さくなると演算増幅器３２の出力が大きく
なり乗算器３４の出力も大きくなる。すると、コンバ−
タの入力電流が増加して、出力の直流電圧も上昇する。
逆に、基準電圧３１より、コンバ−タの出力電圧が高く
なると演算増幅器３２の出力が小さくなり乗算器３４の
出力も小さくなる。すると、コンバ−タの入力電流が減
少して、出力の直流電圧も低下する。したがって、直流
出力電圧と基準電圧３１とが一致するように制御され
る。
【００２７】さて、コンバ−タ２１Ａ、２１Ｂにおいて
正負アームのスイッチング素子のパルス幅が等しけれ
ば、交流側の零点電位と直流側の電位の差に不平衡が生
じないので、循環電流は流れない。従って、ホ−ルＣＴ
１１の出力は零であり、比較器１６は指令信号発生手段
１３と演算増幅器３５の出力をそのまま比較する。乗算
器３４の出力も変流器２０の出力も理想的には直流分を
含まないので、比較器１６は正負がバランスしたＰＷＭ
信号を出力する。
正負アームのスイッチング素子のパルス幅が等しけれ
ば、交流側の零点電位と直流側の電位の差に不平衡が生
じないので、循環電流は流れない。従って、ホ−ルＣＴ
１１の出力は零であり、比較器１６は指令信号発生手段
１３と演算増幅器３５の出力をそのまま比較する。乗算
器３４の出力も変流器２０の出力も理想的には直流分を
含まないので、比較器１６は正負がバランスしたＰＷＭ
信号を出力する。
【００２８】ここで、コンバ−タ２１Ａの正側アームの
パルス幅が大きくなり、直流側電位に対する交流側の零
点電位が、コンバ−タ２１Ｂのそれより大きくなったと
すると、循環電流がホ−ルＣＴ１１の正の方向に流れホ
−ルＣＴ１１出力は正の信号が出る。この信号が加算器
３６によって指令信号発生手段１３の出力へ加算され
る。したがって演算増幅器３５の出力は指令信号に対し
相対的に負側へずれたことになり、比較器１６から出力
されるＰＷＭ信号も負側へずれたものとなる。すると、
コンバ−タ２１Ａの直流側電位に対する交流側の零点電
位は小さくなり循環電流は抑制される。これら各信号波
の相対的関係は図４と同じである。
パルス幅が大きくなり、直流側電位に対する交流側の零
点電位が、コンバ−タ２１Ｂのそれより大きくなったと
すると、循環電流がホ−ルＣＴ１１の正の方向に流れホ
−ルＣＴ１１出力は正の信号が出る。この信号が加算器
３６によって指令信号発生手段１３の出力へ加算され
る。したがって演算増幅器３５の出力は指令信号に対し
相対的に負側へずれたことになり、比較器１６から出力
されるＰＷＭ信号も負側へずれたものとなる。すると、
コンバ−タ２１Ａの直流側電位に対する交流側の零点電
位は小さくなり循環電流は抑制される。これら各信号波
の相対的関係は図４と同じである。
【００２９】第三の実施例を、図３により説明する。図
３は三相の無停電電源装置２台の並列システムである。
無停電電源装置４１Ａは、交流入力を直流出力に変換す
る整流器５１Ａと、その直流を交流に変換するインバ−
タ５２Ａと、その交流出力を負荷と絶縁する変圧器５３
Ａと、整流器５１Ａとインバ−タ５２Ａを接続する直流
ラインへの外部からの入力線のコモン電流を検出するホ
−ルＣＴ１１Ａと、ホ−ルＣＴ１１Ａの正出力（図の矢
印方向を正とする。）が発生したら整流器５１Ａの直流
側電位に対する交流側の零点電位が小さくなる方向へ制
御する制御回路５４Ａとから構成されている。無停電電
源装置４１Ｂは、無停電電源装置４１Ａと同じ構成で符
号にＢを付記している。
３は三相の無停電電源装置２台の並列システムである。
無停電電源装置４１Ａは、交流入力を直流出力に変換す
る整流器５１Ａと、その直流を交流に変換するインバ−
タ５２Ａと、その交流出力を負荷と絶縁する変圧器５３
Ａと、整流器５１Ａとインバ−タ５２Ａを接続する直流
ラインへの外部からの入力線のコモン電流を検出するホ
−ルＣＴ１１Ａと、ホ−ルＣＴ１１Ａの正出力（図の矢
印方向を正とする。）が発生したら整流器５１Ａの直流
側電位に対する交流側の零点電位が小さくなる方向へ制
御する制御回路５４Ａとから構成されている。無停電電
源装置４１Ｂは、無停電電源装置４１Ａと同じ構成で符
号にＢを付記している。
【００３０】無停電電源装置４１Ａと無停電電源装置４
１Ｂは、共通の交流電源４２と共通の蓄電池４３と共通
の負荷４４とに接続されている。この場合２台の無停電
電源装置の整流器５１Ａ，５１Ｂが並列システムになっ
ている。ホ−ルＣＴ１１Ａ、１１Ｂによって２台の整流
器間の循環電流を検出できるため、図２で説明した原理
と同じ原理で循環電流を抑制できる。この実施例では、
循環電流を検出する検出器のホ−ルＣＴ１１Ａ、１１Ｂ
を整流器５１Ａ、５１Ｂの出力部でなく、その出力から
分岐して蓄電池４３へ接続される配線へ設置できる。整
流器５１Ａ、５１Ｂの出力は、常時電力の流れている配
線であるが、蓄電池４３へ接続される配線には常時、蓄
電池４３の充電電流しか流れず又停電時においても短時
間しか電流が流れないため電線又は銅バ−が小さいの
で、検出器としても小さいものが使用可能になるという
効果がある。
１Ｂは、共通の交流電源４２と共通の蓄電池４３と共通
の負荷４４とに接続されている。この場合２台の無停電
電源装置の整流器５１Ａ，５１Ｂが並列システムになっ
ている。ホ−ルＣＴ１１Ａ、１１Ｂによって２台の整流
器間の循環電流を検出できるため、図２で説明した原理
と同じ原理で循環電流を抑制できる。この実施例では、
循環電流を検出する検出器のホ−ルＣＴ１１Ａ、１１Ｂ
を整流器５１Ａ、５１Ｂの出力部でなく、その出力から
分岐して蓄電池４３へ接続される配線へ設置できる。整
流器５１Ａ、５１Ｂの出力は、常時電力の流れている配
線であるが、蓄電池４３へ接続される配線には常時、蓄
電池４３の充電電流しか流れず又停電時においても短時
間しか電流が流れないため電線又は銅バ−が小さいの
で、検出器としても小さいものが使用可能になるという
効果がある。
【００３１】上記の説明は２台並列の場合について述べ
たが、３台以上が並列運転されても全く同様に実施でき
る。また、実施例では単相・ハーフブリッジ構成の例に
ついて述べたが、単相・フルブリッジ構成、及び三相の
いずれの場合も、同様に実施できる。
たが、３台以上が並列運転されても全く同様に実施でき
る。また、実施例では単相・ハーフブリッジ構成の例に
ついて述べたが、単相・フルブリッジ構成、及び三相の
いずれの場合も、同様に実施できる。
【００３２】
【発明の効果】交流から直流へ、あるいは交流から直流
へ変換するＰＭＷ制御方式の電力変換装置の並列システ
ムにおいて、正側と負側のアームを構成するスイッチン
グ素子のパルス幅の相異から発生する循環電流を検出
し、ＰＭＷ信号を循環電流に応じて制御することによ
り、循環電流を抑制できる。その結果、変換器容量の増
加及び交流リアクトルの直流励磁を防止することができ
るので、電力変換装置及び交流リアクトルを小型にでき
る効果がある。
へ変換するＰＭＷ制御方式の電力変換装置の並列システ
ムにおいて、正側と負側のアームを構成するスイッチン
グ素子のパルス幅の相異から発生する循環電流を検出
し、ＰＭＷ信号を循環電流に応じて制御することによ
り、循環電流を抑制できる。その結果、変換器容量の増
加及び交流リアクトルの直流励磁を防止することができ
るので、電力変換装置及び交流リアクトルを小型にでき
る効果がある。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す図である。
【図２】本発明の他の実施例の構成を示す図である。
【図３】本発明の第三の実施例の構成を示す図である。
【図４】制御回路の各回路の波形例を示す図である。
１Ａ、１Ｂ 単相インバ−タ ２ 直流電源 ３ 負荷 ４、５、２７、２８ コンデンサ ６、７、２３、２４ トランジスタ ８、９、２５、２６ ダイオ−ド １０ 交流リアクトル １１、１１Ａ、１１Ｂ ホ−ルＣＴ １２ トランジスタ駆動手段 １３ 指令信号発生手段 １４ 搬送信号発生手段 １５ 減算器 １６ 比較器 １８ 単相交流電源 １９ 負荷 ２０ 変流器 ２１Ａ、２１Ｂ 単相コンバ−タ ２２ 交流リアクトル ３１ 基準電圧源 ３２、３５ 演算増幅器 ３３ 同期正弦波発生手段 ３４ 乗算器 ３６ 加算器 ４１Ａ、４１Ｂ 無停電電源装置 ４２ 三相交流電源 ４３ 蓄電池 ４４ 負荷 ５１Ａ、５１Ｂ 整流器 ５２Ａ、５２Ｂ インバ−タ ５３Ａ、５３Ｂ 変圧器 ５４Ａ、５４Ｂ 整流器の制御回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年１１月１３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１４】順電力変換装置の場合は、直流差電流検出
手段の出力が、逆電力変換装置の直流電流検出手段で検
出される交流出力電流に含まれる直流電流成分と同じ原
因で発生するものである。従って、順電力変換装置の場
合と同様に、検出された直流差電流の大きさに応じて、
指令信号の搬送信号に対する相対位置を変えればよい。
手段の出力が、逆電力変換装置の直流電流検出手段で検
出される交流出力電流に含まれる直流電流成分と同じ原
因で発生するものである。従って、順電力変換装置の場
合と同様に、検出された直流差電流の大きさに応じて、
指令信号の搬送信号に対する相対位置を変えればよい。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１５】
【実施例】本発明の一実施例を図１により説明する。図
１は単相インバ−タ２台の並列システムである。インバ
−タ１Ａ，１Ｂはハ−フブリッジ型の単相ＰＷＭ制御イ
ンバ−タである。インバ−タ１Ａの主回路は、直流コン
デンサ４、５とトランジスタ６、７と、それぞれに逆接
続されたダイオ−ド８、９と交流リアクトル１０によっ
て構成されている。
１は単相インバ−タ２台の並列システムである。インバ
−タ１Ａ，１Ｂはハ−フブリッジ型の単相ＰＷＭ制御イ
ンバ−タである。インバ−タ１Ａの主回路は、直流コン
デンサ４、５とトランジスタ６、７と、それぞれに逆接
続されたダイオ−ド８、９と交流リアクトル１０によっ
て構成されている。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 犬飼 悟 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 美濃 知章 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 谷口 美弘 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内
Claims (3)
- 【請求項１】 出力電圧の波形に応じた指令信号と搬送
信号とを比較して得られるＰＷＭ信号に基いて制御され
る複数の逆電力変換装置を、入力と出力を並列に接続し
てなる並列運転システムに用いられる逆電力変換装置に
おいて、前記逆電力変換装置の交流出力端に設けられた
直流電流成分を検出する直流電流検出手段と、該直流電
流検出手段出力に応じて、前記直流電流成分を減少する
ように前記指令信号と前記搬送信号のいずれか一方を補
正する補正手段とを設けたことを特徴とする逆電力変換
装置。 - 【請求項２】 出力電圧の波形に応じた指令信号と搬送
信号とを比較して得られるＰＷＭ信号に基いて制御され
る複数の順電力変換装置を、入力と出力を並列に接続し
てなる並列運転システムに用いられる順電力変換装置に
おいて、前記順電力変換装置の直流出力端に設けられた
正極電流成分と負極電流成分の差を検出する直流差電流
検出手段と、該直流差電流検出手段出力に応じて、前記
直流差電流を減少するように前記指令信号と前記搬送信
号のいずれか一方を補正する補正手段とを設けたことを
特徴とする逆電力変換装置。 - 【請求項３】 出力電圧の波形に応じた指令信号と搬送
信号とを比較して得られるＰＷＭ信号に基いて制御され
る順電力変換装置と、該順電力変換装置の直流出力を交
流出力に変換する逆電力変換装置とを複数備え、複数の
前記順電力変換装置の交流入力端と直流出力端とがそれ
ぞれ共通の交流入力と蓄電池に接続され逆電力変換装置
の交流出力が並列接続されてなる並列運転システムに用
いられる電力変換装置において、前記順電力変換装置の
直流出力端と該直流出力端と前記蓄電池の接続点との間
に設けられた正極電流成分と負極電流成分の差を検出す
る直流差電流検出手段と、該直流差電流検出手段出力に
応じて、前記直流差電流を減少するように前記指令信号
と前記搬送信号のいずれか一方を補正する補正手段とを
設けたことを特徴とする逆電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4302153A JP3028268B2 (ja) | 1992-11-12 | 1992-11-12 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4302153A JP3028268B2 (ja) | 1992-11-12 | 1992-11-12 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06153519A true JPH06153519A (ja) | 1994-05-31 |
| JP3028268B2 JP3028268B2 (ja) | 2000-04-04 |
Family
ID=17905552
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4302153A Expired - Lifetime JP3028268B2 (ja) | 1992-11-12 | 1992-11-12 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3028268B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08202460A (ja) * | 1995-01-26 | 1996-08-09 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 制御回路 |
| JPH0937552A (ja) * | 1995-07-19 | 1997-02-07 | Meidensha Corp | Ｐｗｍコンバータ |
| JPH1084679A (ja) * | 1996-09-10 | 1998-03-31 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置とその制御方法及びこの電力変換装置を用いた無停電電源装置 |
| JP2000060137A (ja) * | 1998-08-07 | 2000-02-25 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP2000354382A (ja) * | 1999-06-10 | 2000-12-19 | Denyo Co Ltd | インバータの保護装置 |
| JP2010148219A (ja) * | 2008-12-18 | 2010-07-01 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 無停電電源装置 |
| US7835165B2 (en) | 2006-05-23 | 2010-11-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converting apparatus |
| EP2706650A2 (en) | 2012-09-10 | 2014-03-12 | Hitachi Ltd. | Power conversion system |
| CN109510498A (zh) * | 2017-09-14 | 2019-03-22 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置以及电力变换装置的调整方法 |
| US11936306B2 (en) | 2019-09-09 | 2024-03-19 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
-
1992
- 1992-11-12 JP JP4302153A patent/JP3028268B2/ja not_active Expired - Lifetime
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|---|---|---|---|---|
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| US7835165B2 (en) | 2006-05-23 | 2010-11-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converting apparatus |
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| EP2706650A2 (en) | 2012-09-10 | 2014-03-12 | Hitachi Ltd. | Power conversion system |
| CN109510498A (zh) * | 2017-09-14 | 2019-03-22 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置以及电力变换装置的调整方法 |
| CN109510498B (zh) * | 2017-09-14 | 2021-02-02 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置以及电力变换装置的调整方法 |
| US11936306B2 (en) | 2019-09-09 | 2024-03-19 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3028268B2 (ja) | 2000-04-04 |
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