DE3800753C2 - Verfahren zum Leitendsteuern von Halbleiterschaltern eines Rückspeisegleichrichters und Anordnung zum Durchführen des Verfahrens - Google Patents
Verfahren zum Leitendsteuern von Halbleiterschaltern eines Rückspeisegleichrichters und Anordnung zum Durchführen des VerfahrensInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Leitendsteuern von Halbleiterschaltern,
die den Dioden einer mit dem Wechselspannungsnetz
verbundenen Gleichrichterbrücke parallel
geschaltet sind, zwecks Rückspeisung von auf der
Gleichspannungsseite eingespeister Energie in das
Wechselspannungsnetz, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 (JP-A-61-199 481)
In vielen Anwendungsfällen muß die als Gleichstromquelle
benutzte Gleichrichterbrücke sowohl das Aufnehmen als auch
das Abgeben von Energie erlauben. Diese Notwendigkeit ergibt
sich beispielsweise bei einem mit konstanter Spannung
gespeisten Wechselrichter, der einen Wechselstrommotor steuert,
welcher einen zur Abgabe von Leistung geeigneten Verbraucher
treibt. Ein typischer Verbraucher mit dieser Fähigkeit
ist der Fahrkorb eines Aufzugs. In einem Wechselstrommotorantrieb
kann Energiefluß in zwei Richtungen beispielsweise
mit Hilfe von Transistor- oder Thyristorwechselrichtern verwirklicht
werden.
Häufig werden gegenwärtig bidirektionale Gleichstromquellen
durch Thyristorbrücken verwirklicht, die zwischen die Wechselstromversorgung
und die Gleichstromschaltung geschaltet
sind. Die Thyristorbrücken, die entweder mit oder ohne umlaufende
Ströme arbeiten, liefern die vom Verbraucher vermittelte
Energie zurück ins Wechselstromnetz. Die Betriebsweise
einer Gleichstromquelle in Form einer von zirkulierenden
Strömen freien Thyristorbrücke beruht auf dem Prinzip,
daß je nach der Richtung des Energieflusses die eine der
beiden Brücken leitend ist. Die zum Umschalten der Brücken
nötige Zeit ist dabei ziemlich lang.
In einer Thyristorbrückenschaltung mit umlaufendem Strom
können auch beide Brücken kontinuierlich in leitendem Zustand
gehalten werden. In diesem Fall ist eine Überwachung
der Richtung des Energieflusses nicht nötig. Thyristorsteuerschaltungen
haben den Nachteil, daß die Thyristorsteuerschaltungen
komplex sind, und daß zum Zünden und Abschalten der
Thyristoren eine verhältnismäßig lange Zeit notwendig ist.
Gleichstromquellen werden gegenwärtig auch unter Verwendung
von Diodenbrücken zwischen einem Dreiphasen-Wechselstromnetz
und der Gleichstromschaltung verwirklicht. Die dreiphasige
Spannung wird mittels der Diodenbrücke gleichgerichtet,
wenn die Richtung des Energieflusses vom Wechselstromnetz
zur Gleichstromschaltung geht. Um die Gleichspannung
zurück in eine dreiphasige Wechselspannung umzuwandeln,
wenn die Energie von der Gleichstromschaltung ins
Wechselstromnetz fließt, sind Transistoren mit den Dioden
der Diodenbrücke parallelgeschaltet. Die Transistorsteuerspannungen
werden durch Dioden aus der dreiphasigen Spannung
erzeugt, so daß jeder Transistor während derjenigen
Zeiten durchgesteuert ist, während der die mit ihm parallelgeschaltete
Diode leitend ist. Um die umlaufende Energie
zu verringern, werden die Leitfähigkeitszeiten der Transistoren
dadurch verkürzt, daß ein Zenerdiode mit der Steuerung
jedes Transistors in Reihe geschaltet wird.
Beim Bremsen des Motors steigt die Spannung in der Gleichstromschaltung
des Frequenzwandlers an, und die in die
Gleichrichterbrücke geschalteten wechselrichtenden Transistoren
werden eingeschaltet, so daß Strom von der Gleichstromschaltung
ins Wechselstromnetz fließen kann. Da die
Transistoren mittels Dioden unmittelbar vom Dreiphasennetz
angesteuert werden, ist die Dauer des Steuerimpulses
gleichbleibend. Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß
angesichts des gleichbleibenden Zündwinkels immer ein
zirkulierender Strom entsteht, der durch einen Kondensator
in der Gleichstromschaltung fließt. Ferner sind
für Netzwerke mit unterschiedlichen Spannungen unterschiedliche
Steuerschaltungen nötig, da der Zündwinkel von Zenerdioden
gesteuert ist. Ferner ändert sich der Zündwinkel
durch Schwankungen in der Netzspannung.
Aus der eingangs erwähnten JP-A 61-199 481 ist ein Umrichter bekannt,
mit dem eine Rückspeisung der auf der
Gleichspannungsseite eingespeisten Energie auch
mit einem variablen Zündwinkel möglich ist. Für diesen Vorgang
werden die Ströme in den einzelnen Drehstromphasen
getrennt gemessen, zudem erfolgt zur
Feststellung der Stromrichtung eine Strommessung
im Gleichspannungszwischenkreis.
Dies bedeutet, daß zur Strommessung im Leistungsteil
der Schaltung insgesamt vier Widerstände eingeschaltet
sind. Eine solche Shunt-Widerstand-Anordnung
ist einerseits teuer, weil sie im Leistungsteil vorgenommen
werden muß, andererseits enstehen ohmsche
Verluste. Gemäß JP-A 61-199 481 wird der regenerative
Zustand, d. h. wenn Energie ins Wechselspannungsnetz
zurückgespeist werden soll, durch Überwachung
der Spannung und der Stromrichtung im Gleichspannungszwischenkreis
detektiert. Die phasenrichtige Einspeisung
und die Steuerung des Zündwinkels erfolgt auf
der Basis der in den Phasenleitungen gemessenen Ströme.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Steuerung
für einen rückspeisenden Gleichrichter zu schaffen,
die einen variablen Zündwinkel erzeugt, je nach
dem Betrag der auf der Gleichspannungsseite eingespeisten
Energie, wobei als Eingangsgrößen zur Steuerung
keine Ströme gemessen werden müssen.
Dieses Problem wird mit einem Verfahren gemäß
dem Anspruch 1 und einer Anordnung zum
Durchführen des Verfahrens gemäß dem Anspruch 2 gelöst.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird der Zündwinkel automatisch
auf den richtigen Wert eingestellt. Außerdem hat
der Zündwinkel einen benötigten Mindestwert, wodurch
Netzstörungen reduziert werden.
Im folgenden ist die Erfindung anhand eines schematisch
dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.
In den Zeichnungen zeigt:
Fig. 1 die Leistungsstufe eines Frequenzwandlers
mit einem Käfigläufermotor, sowie den Rückspeisewandler
mit dessen Steuereinheit;
Fig. 2 ein Schaltbild der Komparatoren, welche die
zur höchsten Phasenspannung proportionale
Spannung mit einer Referenzspannung vergleichen,
sowie die Prinzipschaltung zur Erzeugung
der Referenzspannung;
Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild der Schaltung zur Erzeugung der Referenzspannung;
Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild der an die
Phase R angeschlossenen Steuereinheit.
In Fig. 1 ist ein Käfigläufermotor M gezeigt, den ein Frequenzwandler
speist. Aus dieser Figur geht auch die Leistungsstufe
des Frequenzwandlers hervor, in dem drei Phasen
UR, US und UT des Wechselstromnetzes mittels Dioden D₇ bis
D₁₂ gleichgerichtet werden und das Wechselrichten von Transistoren
Q₁ bis Q₆ durchgeführt wird. Für das Wechselrichten
werden auch Nulldioden D₁ bis D₆ benötigt. In
die Motorleitungen sind Induktivitäten L₁ bis L₃ und
Kondensatoren C₁ bis C₃ zur Unterdrückung von Störspannungen
geschaltet. Die gleichgerichtete Spannung,
die die Differenz zwischen den Spannungen +VDC und
-VDC darstellt, wird von einem Kondensator C₄ gefiltert.
Die beim Bremsen des Motors erzeugte Energie wird sowohl in
einen von einem Transistor Q₁₃ gesteuerten Widerstand R₁ als
auch in das den Frequenzwandler speisende dreiphasige Netz
geleitet. Hierzu wird der Gleichstrom mittels Transistoren
Q₇ bis Q₁₂, die den Dioden D₇ bis D₁₂ parallelgeschaltet
und von einer Steuereinheit 1 gesteuert sind, in Wechselstrom
umgewandelt.
Fig. 2 zeigt die Steuereinheit, die jeden der Transistoren
Q₇ bis Q₁₂ während einer Halbperiode einer der Phasenspannungen
UR, US und UT einschaltet, wenn der absolute Wert der
Spannung U₁ bis U₆, die zur positiven oder negativen Phasenspannung
proportional ist, die Bezugsspannung VREF übersteigt.
Die Spannungen U₁ bis U₆ entsprechen den verminderten
absoluten Werten der positiven oder negativen Phasenspannungen
+UR, -UR, +US, -US beziehungsweise +UT, -UT. Die Bezugsspannung
VREF wird in einer Differenzschaltung 2 erzeugt.
Hierzu wird die Differenz zwischen einer Spannung VD, die
zur Spannung im Gleichspannungszwischenkreis proportional ist,
und einer Spannung VN, die zu derjenigen Phasenspannung
proportional ist, die den höchsten absoluten Wert hat, von
der zuletzt genannten Spannung VN subtrahiert. Die genannte
Differenz wird in einer weiteren Differenzschaltung 3 erzeugt.
Oder es wird die Spannung VD vom doppelten Wert der
Spannung VN subtrahiert. Der Vergleich wird mit Hilfe von
Komparatoren 4 bis 9 durchgeführt, deren Ausgangssignale
die Leistungstransistoren Q₇ bis Q₁₂ treiben. Wenn die
Spannung in dem Gleichspannungszwischenkreis der Phasenspannung
mit dem höchsten absoluten Wert gleicht oder kleiner
ist, ist keiner der Transistoren Q₇ bis Q₁₂ leitend. Steigt
die Gleichspannung, so sinkt die Bezugspannung VREF, und
die Transistoren Q₇ bis Q₁₂ sind leitend. Je mehr die Gleichspannung
steigt, umso länger bleiben die Transistoren durchgesteuert.
Fig. 3 zeigt den Schaltkreis, der die Bezugsspannung VREF
erzeugt. Ein Komparator 10 erzeugt die Spannung
VN, die zu derjenigen Phasenspannung proportional ist, die
den höchsten absoluten Wert hat. Ein aus Dioden D₁₃ bis D₁₈
bestehender Wählerschalter wählt aus den Spannungen U₁ bis
U₆ diejenige mit dem höchsten absoluten Wert aus. Die ausgewählte
Spannung wird an einen Operationsverstärker 11 angelegt,
der als Spannungsfolger geschaltet ist, wobei
eine Diode D₁₉ den vom Wählerschalter verursachten Diodenschwellenfehler
korrigiert. Die Spannung VN erscheint an einem
Punkt A.
Von diesem Punkt A wird die Spannung VN an eine Differenzschaltung
12 weitergeleitet, welche die Spannung VN - VD
erzeugt, d. h. die Differenz zwischen der genannten Spannung
VN und der Spannung VD, wobei die zuletzt genannte
Spannung zur Spannung im Gleichspannungszwischenkreis proportional
ist. Die Spannung VN wird ebenso wie eine verminderte
negative Gleichspannung -VDC an den Eingang eines
Operationsverstärkers 13 angelegt. Die erhaltene Differenz
wird ebenso wie eine verminderte positive Gleichspannung
+VDC an einen weiteren Operationsverstärker 14 angelegt. Die
Operationsverstärker 13 und 14 sind durch Dioden D₂₀ bis D₂₃
vor übermäßigen Spannungen geschützt.
Die von der Differenzschaltung 12 erhaltene Differenzspannung
VN - VD wird von einer Additionsschaltung 15 zu
der Spannung VN addiert. Am Ausgang des Operationsverstärkers
der Additionsschaltung 15 steht eine negative Bezugsspannung
-VREF zur Verfügung. Um eine positive Bezugsspannung
+VREF zu erhalten, muß diese negative Spannung in einen
invertierenden Verstärker 16 eingegeben werden.
In Fig. 4 ist der an die Phase R angeschlossene Teil der
Transistorsteuereinheit gezeigt, der die Transistoren Q₇
und Q₈ ansteuert. Die mit den anderen Phasen verbundenen
Transistoren werden auf entsprechende Weise angesteuert.
Die Phasenspannung UR wird vermindert an den Eingang eines
OP-Verstärkers 17 angelegt, an dessen Ausgang die in Fig. 2
genannte Spannung U₂ erscheint, welche der negativen Halbperiode
entspricht und zur Phasenspannung proportional ist.
Die der positiven Halbperiode entsprechende Spannung U₁
wird dadurch erhalten, daß die Phasenspannung in einen invertierenden
Verstärker 18 eingegeben wird. Im Verstärker
17 dient ein Kondensator C₅ zur Störfilterung, und Dioden
D₂₄ und D₂₅ schützen den Verstärker vor übermäßigen Spannungen.
Die vom Verstärker 17 erhaltene Spannung U₂ wird an einen
Eingang jeder der beiden Vergleichsschaltungen 19 und 20 angelegt.
Am anderen Eingang der ersten Vergleichsschaltung 19 liegt die negative
Bezugsspannung -VREF an, während die positive Bezugsspannung
+VREF an den anderen Eingang der zweiten Vergleichsschaltung
20 angelegt wird. Der Transistor Q₇ wird von der ersten Vergleichsschaltung
19 und der Transistor Q₈ von der zweiten Vergleichsschaltung 20
gesteuert. Um für den Transistor Q₇ ein Treibersignal zu erhalten,
wird das von der Vergleichsschaltung 19 abgeleitete Signal
über eine Diode D₂₆ in einen Verstärker 21 geleitet, wo es
verstärkt und dann an eine Leuchtdiode LED D₃₀ eines Optoisolators
der Transistorsteuerung angelegt wird. In ähnlicher
Weise wird der Transistor Q₈ mittels einer Diode D₂₇,
eines Verstärkers 22 und einer Leuchtdiode LED D₃₁ gesteuert.
Die Diode D₂₈ hat die Aufgabe, den Durchlaß des Signals
durch die Diode D₂₇ zu sperren und damit die Leitfähigkeit
des Transistors Q₈ zu unterbinden, wenn der Transistor
Q₇ leitend ist. In ähnlicher Weise blockiert die Diode D₂₉
den Durchgang des Signals durch die Diode D₂₆ und verhindert
damit, daß der Transistor Q₇ leitet, während der Transistor
Q₈ durchgesteuert ist.
Claims (3)
1. Verfahren zum Leitendsteuern von Halbleiterschaltern
(Q₇-Q₁₂), die den Dioden (D₇-D₁₂) einer mit dem Wechselspannungsnetz
verbundenen Gleichrichterbrücke parallel
geschaltet sind, zwecks Rückspeisung von auf der
Gleichspannungsseite eingespeister Energie in das
Wechselspannungsnetz, und in dem die Spannung (VDC)
auf der Gleichspannungsseite der Gleichrichterbrücke
gemessen wird,
gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:
Erzeugung einer Referenzspannung (VRef), die proportional zu einer Differenz (2VN-VD) ist, deren Minuend (2VN) dem doppelten Absolutwert der höchsten Phasenspannung (UR, US, UT) proportional ist und deren Subtrahent (VD) der Gleichspannung (VDC) proportional ist;
Vergleich der an den jeweiligen Halbleiterschaltern (Q₇-Q₁₂) anliegenden zu den Phasenspannungen proportionalen Spannungen (U₁-U₆) mit der positiven Referenzspannung (+VRef) bei den zu den positiven Halbwellen gehörigen Halbleiterschaltern, und mit der negativen Referenzspannung (-VRef) bei den komplementären, zu den negativen Halbwellen gehörigen Halbleiterschaltern;
Leitendsteuern des jeweiligen Halbleiterschalters (Q₇-Q₁₂), wenn der zugehörige Betrag der Spannung (U₁-U₆) größer als der Betrag von (VRef) ist.
gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:
Erzeugung einer Referenzspannung (VRef), die proportional zu einer Differenz (2VN-VD) ist, deren Minuend (2VN) dem doppelten Absolutwert der höchsten Phasenspannung (UR, US, UT) proportional ist und deren Subtrahent (VD) der Gleichspannung (VDC) proportional ist;
Vergleich der an den jeweiligen Halbleiterschaltern (Q₇-Q₁₂) anliegenden zu den Phasenspannungen proportionalen Spannungen (U₁-U₆) mit der positiven Referenzspannung (+VRef) bei den zu den positiven Halbwellen gehörigen Halbleiterschaltern, und mit der negativen Referenzspannung (-VRef) bei den komplementären, zu den negativen Halbwellen gehörigen Halbleiterschaltern;
Leitendsteuern des jeweiligen Halbleiterschalters (Q₇-Q₁₂), wenn der zugehörige Betrag der Spannung (U₁-U₆) größer als der Betrag von (VRef) ist.
2. Drehstrombrücken-Gleichrichteranordnung mit Dioden
(D₇-D₁₂), denen jeweils Halbleiterschalter (Q₇-Q₁₂) antiparallel
geschaltet sind, die zwecks Rückspeisung
von Energie in das Drehstromnetz im Wechselrichterbetrieb
arbeiten, geeignet zur Durchführung des Verfahrens
nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Halbleiterschalter jeweils leitend gesteuert werden, wenn eine erste Spannung (U₁ . . . U₆), die dem Absolutwert der zugehörigen positiven oder negativen Phasenspannung proportional ist, größer ist als eine Bezugsspannung (VRef), die durch Subtrahieren der zur gleichgerichteten Spannung proportionalen Spannung (VD) vom doppelten Wert derjenigen Spannung (VN) erzeugt wird, die zur Phasenspannung mit dem höchsten absoluten Wert proportional ist.
dadurch gekennzeichnet,
daß die Halbleiterschalter jeweils leitend gesteuert werden, wenn eine erste Spannung (U₁ . . . U₆), die dem Absolutwert der zugehörigen positiven oder negativen Phasenspannung proportional ist, größer ist als eine Bezugsspannung (VRef), die durch Subtrahieren der zur gleichgerichteten Spannung proportionalen Spannung (VD) vom doppelten Wert derjenigen Spannung (VN) erzeugt wird, die zur Phasenspannung mit dem höchsten absoluten Wert proportional ist.
3. Drehstrombrücken-Gleichrichteranordnung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Verstärker (21, 22) mit Dioden (D₂₆-D₂₉) versehen sind, welche das Einschalten des jeweils komplementären Halbleiterschalters dann verhindern, wenn der andere leitend ist.
dadurch gekennzeichnet,
daß die Verstärker (21, 22) mit Dioden (D₂₆-D₂₉) versehen sind, welche das Einschalten des jeweils komplementären Halbleiterschalters dann verhindern, wenn der andere leitend ist.
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