JPS63215120A - 干渉検出装置 - Google Patents
干渉検出装置Info
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- JPS63215120A JPS63215120A JP62048047A JP4804787A JPS63215120A JP S63215120 A JPS63215120 A JP S63215120A JP 62048047 A JP62048047 A JP 62048047A JP 4804787 A JP4804787 A JP 4804787A JP S63215120 A JPS63215120 A JP S63215120A
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- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 claims description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 10
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 5
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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Landscapes
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
本発明は干渉検出装置において、
音声信号でＦＭｆ調をかけられたときＩＦフィルタの帯
域制限によってそのＦＭ変調がＡＭ変調として存在する
ため；干渉によるＡＭ成分と区別できなくなるという本
出願人が同日付で提案した装置の問題点を解決するため
、 ＦＭ復調出力を整流した検波電圧に応じて整流回路のバ
イアス電圧を可変する構成とすることにより、 周波数偏移の大きいＦＭ変調がかかった場合、バイアス
電圧を低くしてＦＭ−ＡＭ変換による成分と干渉による
ＡＭ成分とを区別して高精度に干渉検出し得るようにし
たものである。
域制限によってそのＦＭ変調がＡＭ変調として存在する
ため；干渉によるＡＭ成分と区別できなくなるという本
出願人が同日付で提案した装置の問題点を解決するため
、 ＦＭ復調出力を整流した検波電圧に応じて整流回路のバ
イアス電圧を可変する構成とすることにより、 周波数偏移の大きいＦＭ変調がかかった場合、バイアス
電圧を低くしてＦＭ−ＡＭ変換による成分と干渉による
ＡＭ成分とを区別して高精度に干渉検出し得るようにし
たものである。
本発明は干渉検出装置、特に、狭帯１ｉｉ！ＦＭ受信機
において、周波数偏移の大きいＦＭ変調がかかった場合
にも高精度に干渉検出し得る装置に関する。
において、周波数偏移の大きいＦＭ変調がかかった場合
にも高精度に干渉検出し得る装置に関する。
このような狭帯域ＦＭ受信機を用いた場合、音声信号で
ＦＭ変調をかけられた信号がＩＦフィルタによって帯域
制限をかけられると、そのＦＭ変調がＡＭ変調となって
（いわゆるＦＭ−ＡＭ変換）ＩＦ増幅器出力に現われ、
特に、周波数偏移が大きい場合は深いＡＭ変調となる。
ＦＭ変調をかけられた信号がＩＦフィルタによって帯域
制限をかけられると、そのＦＭ変調がＡＭ変調となって
（いわゆるＦＭ−ＡＭ変換）ＩＦ増幅器出力に現われ、
特に、周波数偏移が大きい場合は深いＡＭ変調となる。
このため、干渉によるＡＭ成分と区別がつかなくなり、
干渉検出精度が低くなる。そこで、この音声変調による
干渉測定誤差をなくすことが高精度の干渉検出にとって
必要である。
干渉検出精度が低くなる。そこで、この音声変調による
干渉測定誤差をなくすことが高精度の干渉検出にとって
必要である。
ところで、自動車電話システム、コードレス電話システ
ム等同一周波数を繰返し利用するマルチチャンネル方式
の移動通信システムでは、同一周波数のＵ波（妨害波）
による干渉のためにＤ波（希望波）のＳＮ比が劣化して
音声の明瞭度が悪くなることがあるが、このような音声
明瞭度の劣化を防止し、干渉があるチャンネルは別の干
渉のないチャンネルに切換えることがある。
ム等同一周波数を繰返し利用するマルチチャンネル方式
の移動通信システムでは、同一周波数のＵ波（妨害波）
による干渉のためにＤ波（希望波）のＳＮ比が劣化して
音声の明瞭度が悪くなることがあるが、このような音声
明瞭度の劣化を防止し、干渉があるチャンネルは別の干
渉のないチャンネルに切換えることがある。
この場合、Ｄ波及びＵ波の干渉比（ＤＵ比）を正確に検
出することはシステムの品質向上につながり、このため
干渉検出を高精度に実現し得る装置が必要とされる。
出することはシステムの品質向上につながり、このため
干渉検出を高精度に実現し得る装置が必要とされる。
従来の干渉検出装置は、ＩＦ比出力自乗包絡線検波して
Ｕ波による包絡線ビート成分を検出し、これから高周波
成分の２乗平均値２＜Ｅｏ２＞〈Ｅｕ２〉と低周波成分
の平均値〈ＥＤ２〉＋＜Ｅｕ２＞とを得て干渉比ｒ＝
ｌ＜Ｅｕ２＞／＜Ｅｏ２＞）を得る。ここに、ＥＤはＤ
波の振幅、ＥｕはＵ波の振幅である。
Ｕ波による包絡線ビート成分を検出し、これから高周波
成分の２乗平均値２＜Ｅｏ２＞〈Ｅｕ２〉と低周波成分
の平均値〈ＥＤ２〉＋＜Ｅｕ２＞とを得て干渉比ｒ＝
ｌ＜Ｅｕ２＞／＜Ｅｏ２＞）を得る。ここに、ＥＤはＤ
波の振幅、ＥｕはＵ波の振幅である。
このものは、自乗包絡線検波によって包絡線ビート成分
を求めているので、干渉比を検出するのにＤ波、Ｕ波の
レベルを包絡線検波の高周波成分及び低周波成分から求
める必要があり、Ｄ波しベルの測定精度、及び、干渉に
よる高周波成分の測定精度の双方に高精度が要求され、
回路が複雑になり、しかも測定のばらつきが大きくなる
問題点があった。
を求めているので、干渉比を検出するのにＤ波、Ｕ波の
レベルを包絡線検波の高周波成分及び低周波成分から求
める必要があり、Ｄ波しベルの測定精度、及び、干渉に
よる高周波成分の測定精度の双方に高精度が要求され、
回路が複雑になり、しかも測定のばらつきが大きくなる
問題点があった。
そこで、本出願人は上記問題点を解決するために本発明
装置と同日付で干渉検出装置を提案した。
装置と同日付で干渉検出装置を提案した。
このものは、第５図に示す如く、Ｕ波を含む受信電波の
信号を対数検波する対数検波回路１と、この対数検波回
路１からの対数検波信号から鳥域フィルタ３にて干渉に
よる高周波成分のみを取出して全波整流回路５、積分回
路６にてその振幅に応じたＤＣ値を得る整流回路２とよ
りなる。
信号を対数検波する対数検波回路１と、この対数検波回
路１からの対数検波信号から鳥域フィルタ３にて干渉に
よる高周波成分のみを取出して全波整流回路５、積分回
路６にてその振幅に応じたＤＣ値を得る整流回路２とよ
りなる。
このものは、受信信号を対数検波するので、その高周波
数分はＤ波、Ｕ波を合わせた総合受信電界レベルに依ら
ずに検出でき、これにより、Ｄ波しベルの測定精度等を
高精度に要求されていた従来例に比して回路を簡単に構
成し得、しかも対数検波回路を用いているので測定誤差
が比較的少なく、高精度に干渉検出できる。
数分はＤ波、Ｕ波を合わせた総合受信電界レベルに依ら
ずに検出でき、これにより、Ｄ波しベルの測定精度等を
高精度に要求されていた従来例に比して回路を簡単に構
成し得、しかも対数検波回路を用いているので測定誤差
が比較的少なく、高精度に干渉検出できる。
然るに、前述した如く、狭帯域ＦＭ受信機を用いた場合
、音声信号でＦＭ変調をかけられた信号がＩＦフィルタ
によって帯域制限をかけられると、そのＦＭ変調がＡＭ
変調となって（いわゆるＦＭ−ＡＭ変換）ＩＦ増幅器出
力に現われ、特に、周波数偏移が大きい場合は深いＡＭ
変調となる。このため、第５図に示す装置でも干渉によ
るＡＭ成分と区別がつかなくなり、干渉検出精度が低く
なる問題点があった。
、音声信号でＦＭ変調をかけられた信号がＩＦフィルタ
によって帯域制限をかけられると、そのＦＭ変調がＡＭ
変調となって（いわゆるＦＭ−ＡＭ変換）ＩＦ増幅器出
力に現われ、特に、周波数偏移が大きい場合は深いＡＭ
変調となる。このため、第５図に示す装置でも干渉によ
るＡＭ成分と区別がつかなくなり、干渉検出精度が低く
なる問題点があった。
本発明になる干渉検出装置は、第１図に示す如く、妨害
波を含む受信電波の信号を対数検波する対数検波回路１
と、該受信電波の信号をＦＭ復調してＦＭ変調度に応じ
たＤＣレベルを１９るＦＭ検波整流回路（９，１０，１
１）と、このＦＭ検波整流回路（９，１０，１１）の直
流成分に応じてＤＣバイアス電圧を可変される構成で、
上記対数検波回路１からの対数検波信号から高周波成分
のみを取出してその振幅に応じたＤＣ値を得る回路１４
とよりなる。
波を含む受信電波の信号を対数検波する対数検波回路１
と、該受信電波の信号をＦＭ復調してＦＭ変調度に応じ
たＤＣレベルを１９るＦＭ検波整流回路（９，１０，１
１）と、このＦＭ検波整流回路（９，１０，１１）の直
流成分に応じてＤＣバイアス電圧を可変される構成で、
上記対数検波回路１からの対数検波信号から高周波成分
のみを取出してその振幅に応じたＤＣ値を得る回路１４
とよりなる。
音声変調によるＦＭ−ＡＭ変換のＡＭ変調成分が重畳さ
れた場合、このＡＭ変調成分の振幅の分だけ全波整流回
路１３のバイアス電圧を低）させている。もって、この
ＡＭ変調成分に影響されることなく干渉による高周波成
分の大きさのみ取出し得る。
れた場合、このＡＭ変調成分の振幅の分だけ全波整流回
路１３のバイアス電圧を低）させている。もって、この
ＡＭ変調成分に影響されることなく干渉による高周波成
分の大きさのみ取出し得る。
第１図は本発明装置の一実施例のブロック図を示し、同
図中、第５図と同一構成部分には同一番号を付してその
説明を省略する。同図中、７は対数増幅器、８はリミッ
タ、９はＦＭ検波回路で、ＦＭ検波回路９の出力はＦＭ
復調出力として例えばスピーカや電話機の受話器等に供
給される。
図中、第５図と同一構成部分には同一番号を付してその
説明を省略する。同図中、７は対数増幅器、８はリミッ
タ、９はＦＭ検波回路で、ＦＭ検波回路９の出力はＦＭ
復調出力として例えばスピーカや電話機の受話器等に供
給される。
１０は整流回路、１１は積分回路、１２は直流増幅器で
、これらの回路にてＦＭ検波出力のレベル（音声変調度
）に応じたＤＣ値が得られる。
、これらの回路にてＦＭ検波出力のレベル（音声変調度
）に応じたＤＣ値が得られる。
１３は全波整流回路で、直流増幅器１２からの音声変調
度に対応したレベルの電圧に応じてその内部におけるバ
イアス電圧を可変されるものである。高域フィルタ３、
交流増幅器４、全波整流回路１３、積分回路６にて整流
回路１４が構成されており、交流増幅器４、全波Ｗ４流
回路１３、積分回路６は第３図に示す構成とされている
。全波整流回路１３は、後述の如く、そのバイアス電圧
を、第２図に示す如く、音声変調度が例えば２ｋｔｌｚ
程度以下の比較的低い範囲ではある所定レベルに保持さ
れ、２ ＫＨｚ以上の比較的高い範囲でぽ名声変調度に
応じて所定レベル以下に可変される。
度に対応したレベルの電圧に応じてその内部におけるバ
イアス電圧を可変されるものである。高域フィルタ３、
交流増幅器４、全波整流回路１３、積分回路６にて整流
回路１４が構成されており、交流増幅器４、全波Ｗ４流
回路１３、積分回路６は第３図に示す構成とされている
。全波整流回路１３は、後述の如く、そのバイアス電圧
を、第２図に示す如く、音声変調度が例えば２ｋｔｌｚ
程度以下の比較的低い範囲ではある所定レベルに保持さ
れ、２ ＫＨｚ以上の比較的高い範囲でぽ名声変調度に
応じて所定レベル以下に可変される。
先ず、干渉検出の一般的な動作について説明する。対数
検波回路１の出力は高域フィルタ３にて例えハｔｏｏａ
ｖ ｐ−ｐの高周波成分ａ（第４図（Ａ））のみを取出
され、交流増幅器４にて増幅されて例えば３００１Ｖｐ
−ｐの信号ｂ（第４図（Ｂ））とされ、全波整流回路１
３に供給される。ここで、全波整流されて１５０１Ｖ
ｐ−ｐの全波整流波形とされ、直流増幅器１２からの例
えば２．５Ｖの電圧をバイアス電圧として信号Ｃ（第４
図（Ｃ））とされる。全波整流信号ｄは積分回路６にて
積分され、（バイアス電圧２．５Ｖ） ＋１ｓｏｌｖ＝
２．６５ Ｖ１７）ＤＣＣ電圧（第４図（Ｄ））とさ
れ、これが干渉ｍとして取出される。
検波回路１の出力は高域フィルタ３にて例えハｔｏｏａ
ｖ ｐ−ｐの高周波成分ａ（第４図（Ａ））のみを取出
され、交流増幅器４にて増幅されて例えば３００１Ｖｐ
−ｐの信号ｂ（第４図（Ｂ））とされ、全波整流回路１
３に供給される。ここで、全波整流されて１５０１Ｖ
ｐ−ｐの全波整流波形とされ、直流増幅器１２からの例
えば２．５Ｖの電圧をバイアス電圧として信号Ｃ（第４
図（Ｃ））とされる。全波整流信号ｄは積分回路６にて
積分され、（バイアス電圧２．５Ｖ） ＋１ｓｏｌｖ＝
２．６５ Ｖ１７）ＤＣＣ電圧（第４図（Ｄ））とさ
れ、これが干渉ｍとして取出される。
一方、受信機からのＩＦ比出力対数増幅器７、リミッタ
８を介してＦＭ検波回路９に供給され、ここでＦＭ復調
されて外部に取出されるーｈ、整流回路１０にて整流さ
れ、積分回路１１にて積分され、直流増幅器１２にて増
幅されて音声変Ｗ度に応じたＤＣレベルとして取出され
る。
８を介してＦＭ検波回路９に供給され、ここでＦＭ復調
されて外部に取出されるーｈ、整流回路１０にて整流さ
れ、積分回路１１にて積分され、直流増幅器１２にて増
幅されて音声変Ｗ度に応じたＤＣレベルとして取出され
る。
次に、前述の如きＦＭ−ＡＭ変換によって干渉波にこの
ＡＭ変調成分が重畳された場合について説明する。例え
ば狭帯域（帯域幅８．５ ｋＨ２）受信機では、特に、
２ＫＨ７程度以上の音声変調度が比較的大きく、交流増
幅器４の出力が例えばｅｏｏｍｖ Ｐ−Ｐになったとす
ると、全波整流回路１３による全波整流波形は３００１
１Ｖｐ−ｐになる。この場合、直流増幅器１２からの電
圧により全波整流Ｅｉ路１３のバイアス電圧は第４図（
Ｃ）に示す２．５Ｖより低下（例えばＦＭ−ＡＭ変換に
よるＡＭ変調成分によって増大する交流増幅器４の出力
の振幅の１／２、つまり、１５０１ｖｐ−ｐ 低下）
’ｌ。即ち、音声変調度が大になる程直流増幅器１２の
出力も大になるので、全波整流回路１３のバイアス電圧
は第２図に示すように低くなる。これにより、バイアス
電圧は２．３５ Ｖとなり、積分回路６にて積分されて
２．６５ Ｖ”のＤＣ電圧となる。
ＡＭ変調成分が重畳された場合について説明する。例え
ば狭帯域（帯域幅８．５ ｋＨ２）受信機では、特に、
２ＫＨ７程度以上の音声変調度が比較的大きく、交流増
幅器４の出力が例えばｅｏｏｍｖ Ｐ−Ｐになったとす
ると、全波整流回路１３による全波整流波形は３００１
１Ｖｐ−ｐになる。この場合、直流増幅器１２からの電
圧により全波整流Ｅｉ路１３のバイアス電圧は第４図（
Ｃ）に示す２．５Ｖより低下（例えばＦＭ−ＡＭ変換に
よるＡＭ変調成分によって増大する交流増幅器４の出力
の振幅の１／２、つまり、１５０１ｖｐ−ｐ 低下）
’ｌ。即ち、音声変調度が大になる程直流増幅器１２の
出力も大になるので、全波整流回路１３のバイアス電圧
は第２図に示すように低くなる。これにより、バイアス
電圧は２．３５ Ｖとなり、積分回路６にて積分されて
２．６５ Ｖ”のＤＣ電圧となる。
このように、音声変調によるＦＭ−ＡＭ変換のＡＭ変調
成分が重畳された場合、このＡＭ変調成分の振幅の分だ
け全波整流回路１３のバイアス電圧を低下させているの
で、このＡＭ変調成分に影響されることなく干渉による
高周波数成分の大きさのみ取出し得る。
成分が重畳された場合、このＡＭ変調成分の振幅の分だ
け全波整流回路１３のバイアス電圧を低下させているの
で、このＡＭ変調成分に影響されることなく干渉による
高周波数成分の大きさのみ取出し得る。
本発明によれば、特に、妨害波に周波数偏移の大きいＦ
Ｍ音声変調がかかった場合、ＦＭ−ＡＭ変換による成分
と干渉によるＡＭ酸成分を区別して干渉を正確に検出し
得、干渉検出のダイナミックレンジを広げ得る等の特長
を有する。
Ｍ音声変調がかかった場合、ＦＭ−ＡＭ変換による成分
と干渉によるＡＭ酸成分を区別して干渉を正確に検出し
得、干渉検出のダイナミックレンジを広げ得る等の特長
を有する。
第１図は本発明のブロック図、
第２図は音声変調度とバイアス電圧との関係を示す図、
第３図は第１図の要部の回路図、
第４図は第３図に示す回路の動作説明図、第５図は本出
願人が同日付で提案した装置のブロック図である。 図において、 １は対数検波回路、 ３は高域フィルタ、 ６．１１は積分回路、 ７は対数増幅器、 ８はリミッタ、 ９はＦＭ検波回路、 １０．１４は整流回路、 １２は直流増幅器、 １３は全波整流回路である。 第５図
願人が同日付で提案した装置のブロック図である。 図において、 １は対数検波回路、 ３は高域フィルタ、 ６．１１は積分回路、 ７は対数増幅器、 ８はリミッタ、 ９はＦＭ検波回路、 １０．１４は整流回路、 １２は直流増幅器、 １３は全波整流回路である。 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 同一周波数を繰返し利用するマルチチャンネル方式の移
動通信システムで、同一周波数の妨害波による干渉を検
出する干渉検出装置において、妨害波を含む受信電波の
信号を対数検波する対数検波回路（１）と、 該受信電波の信号をＦＭ復調してＦＭ変調度に応じたＤ
Ｃレベルを得るＦＭ検波整流回路（９、１０、１１）と
、 該ＦＭ検波整流回路（９、１０、１１）の直流成分に応
じてＤＣバイアス電圧を可変される構成で、 上記対数検波回路（１）からの対数検波信号から高周波
成分のみを取出してその振幅に応じたＤＣ値を得る回路
（１４）とよりなることを特徴とする干渉検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62048047A JPH0630449B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-03-03 | 干渉検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62048047A JPH0630449B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-03-03 | 干渉検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63215120A true JPS63215120A (ja) | 1988-09-07 |
| JPH0630449B2 JPH0630449B2 (ja) | 1994-04-20 |
Family
ID=12792412
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62048047A Expired - Fee Related JPH0630449B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-03-03 | 干渉検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0630449B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5579347A (en) * | 1994-12-28 | 1996-11-26 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Digitally compensated direct conversion receiver |
| EP1217731A2 (de) * | 2000-12-06 | 2002-06-26 | Philips Corporate Intellectual Property GmbH | Schaltungsanordnung |
-
1987
- 1987-03-03 JP JP62048047A patent/JPH0630449B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5579347A (en) * | 1994-12-28 | 1996-11-26 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Digitally compensated direct conversion receiver |
| EP1217731A2 (de) * | 2000-12-06 | 2002-06-26 | Philips Corporate Intellectual Property GmbH | Schaltungsanordnung |
| EP1217731A3 (de) * | 2000-12-06 | 2006-12-20 | Philips Intellectual Property & Standards GmbH | Schaltungsanordnung |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0630449B2 (ja) | 1994-04-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |