JPH02222233A - 同一チャンネル干渉量測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の属する技術分野） 本発明は、周波数の利用効率を上げるために同一周波数
を複数の無線ゾーンで重複して用いている移動通信方式
等において、移動局または基地局が受信時に、他の無線
ゾーンからの同一チャネル干渉量を検出するための同一
チャネル干渉量測定装置に関するものである。

（従来技術） 移動通信方式には、一つの基地局を中心に移動局と通信
を行うことのできる無線ゾーンを設定し、この基地局と
無線ゾーン内の移動局とがチャネルを指定して通信を行
う方式がある。

このような移動通信方式においては、周波数の利用効率
をあげるため、無線ゾーンの半径を小さくし、比較的近
距離で同一チャネルを繰り返し利用している。

このとき、電波の伝搬路の損失は移動局の動きに応じて
絶えず変化するため、通信の開始時には、空きチャネル
と認識して同一チャネル干渉の起きないチャネルであっ
ても、その後に同一チャネル干渉が生じることがあり、
完全に干渉を防止することは難しい、従って、同一チャ
ネル干渉を早期に検出し、これを回避するための技術は
、周波数利用効率を一層向上させるために極めて重要で
ある。

そのため、従来種々の同一チャネル干渉検出の方法が提
案されてきた。これらはいずれも、希望波対妨害波比（
以下Ｄ／Ｕという）が通話品質を満足するために必要な
所定の値以下になった場合に、妨害を受けている側の無
線ゾーンでチャネルを切り換えて使用するためのもので
ある。

従来の同一チャネル干渉量測定装置の一例を第８図から
第１Ｏ図を用いて説明する。第８図において、１０１は
受信アンテナ、１０２は受信機、１０３は音声出力、１
０４は中間周波数信号、１０５は対数検波回路、１０６
は高域通過フィルタ（ＨＰ　Ｆ）、１０７は整流回路、
１０Ｂは低域通過フィルタ（Ｌ　Ｐ　Ｆ）、１０９は干
渉量検出信号である。

移動通信システムにおいては、移動局は常時動いている
ので、受信電界強度はフェージングにより複雑に変化す
る。

第９図（ａ）は希望波（以下り波という）のみを受信し
たときの受信電界レベルの変動、第９図（ｂ）は妨害波
（以下Ｕ波という）のみを受信したときの受信電界レベ
ルの変動の様子を表したものである。

なお、このときのＤ波とＵ波の周波数はほぼ等しいもの
とする。

第８図において、Ｄ波とＵ波が同時に受信アンテナ１０
１に入った場合、対数検波回路１０５の出力にはＤ波と
Ｕ波の各レベルの和と差の範囲にＤ波とＵ波の周波数差
に相当するビート性変動が重畳し、第９図（Ｃ）に示す
ような波形となる。

フェージングによる検波出力のゆるやかな変動と干渉に
よる比較的速いビート性変動を周波数的に分離するため
に、対数検波回路１０５の出力は高域通過フィルタ１０
６に入力されビート性変動のみが取り出される。ビート
性変動成分の振幅は、整流回路１０７および低域通過フ
ィルタ１０Ｂで直流信号に変換され、干渉量検出信号１
０９として出力される。

対数検波回路１０５の対数特性により、ビート性変動の
振幅は受信電界レベルの変動の影響を受けず、干渉量検
出信号１０９の特性は第１０図のようになる。

（発明が解決しようとする問題点） 従来の同一チャネル干渉量測定回路においては、第１０
図に示したようにＤ／Ｕ比（ｄＢ）に対する干渉量検出
信号の直線性が悪いという欠点があった。

そのため、従来の同一チャネル干渉量測定回路において
は、通話品質を満足するのに必要なりＺＵ比を例えば２
５ｄＢ程度の如く予め設定しておき、干渉量検出信号レ
ベルが所定のレベルよりも高いか低いかによって干渉の
有無を判断するにとどまっていた。

また、従来の同一チャネル干渉量検出回路においては、
対数検波回路のために、少なくとも、ＤＣ〜数ＫＨｚの
帯域幅を持つ対数変換回路が必要であり、回路構成が複
雑になり、高価になるという欠点があった。また、第１
０図の特性から明らかなように、例えばＤ／Ｕ比の所定
値を２５ｄＢ程度とし、これに対応する干渉量検出信号
のレベルに闇値を設けてこのレベルを越えるか否かによ
り、チャネル指定等の動作を自動制御しようとしても、
この閾値の近傍における干渉量検出信号の変化が微小で
あるために、これを利用する自動制御は困難である。

本発明は、従来技術が有するこのような欠点を解消する
ために、同一チャネル干渉量を容易かつ正確に検出して
チャネル切替を効果的に実行することのできる同一チャ
ネル干渉量測定装置を提供するものである。

（問題点を解決するための手段） この目的を達成するために、本発明による同一チャネル
干渉量測定装置は、変調方式が角度変調である無線通信
方式において、 受信電界の包絡線を得る包絡線検波手段と、前記包絡線
検波手段によって得られた包絡線信号から干渉によって
生じるビート性変動成分を取り出す高域通過フィルタと
、 前記包絡線信号からフェージングによって生じる変動成
分を取り出す低域通過フィルタと、前記高域通過フィル
タの出力信号の振幅を検出する振幅測定回路と、 前記低域通過フィルタの出力信号を対数変換する第一の
対数変換回路と、 前記振幅測定回路の出力信号を対数変換する第二の対数
変換回路と、 前記第一の対数変換回路の出力信号と前記第二の対数変
換回路の出力信号の差分をＤ／Ｕ比としてとる差動増幅
回路とによって構成されている。

（作　用） 同一チャネル干渉発生時に受信電界包絡線に生じるビー
ト性変動の最大値Ｅ　ｓａｗおよび最小値Ｅ、！、より
Ｄ／Ｕは、 と表されるが、上記のような本発明による同一チャネル
干渉量測定装置によれば、（１）式と等価な作用を行う
のでＤ　／　Ｕ　（ｄＢ）に対して直線性の良い干渉量
検出信号を得ることができる。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を第１図から第７図を用いて説
明する。

第１図において、第８図と同一の構成要素には同一の記
号を付している。第１図において、１０１は受信アンテ
ナ、１０２は受信機、１０３は音声信号、１０４は中間
周波数信号、１０６は高域通過フィルタ（ＨＰＦ）、１
０７は整流回路、１１０は包絡線検波回路、１１１は低
域通過フィルタ（Ｌ　Ｐ　Ｆ）　、１１２゜１１４は対
数変換回路、１１３はピークホールド回路、１１５は差
動増幅回路、１０９は干渉量検出信号である。

上記構成における作用を第２図から第７図を用いて説明
する。

第２図（ａ）はフェージングがある時の包絡線検波回路
１１０の出力の様子である。

第２図ら）は第２図（ａ）の一部分を時間軸を拡大して
示したものである。

ここで同一チャネル干渉を２波干渉とし、Ｄ波とＵ波が
加算されて受信アンテナ１０１に人力されたときに、包
絡線検波回路１１０の出力に重畳するビート性変動成分
について考える。このとき、Ｄ波電界ｅ、を ｅ　１　””　Ｅ　ｌ５Ｉｎ　（ω１　Ｌ十Δφ、（ｔ
））　　□−−−−−−（２）Ｕ波の電界ｅｘを ｅ　ｔ＝　Ｅ　ｔｓｉｎ（ωｚｔ＋Δφｚ　（ｔ）　）
　　　−−−−−−（３）と表す、上式でω１．ω２は
それぞれＤ波、Ｕ波の搬送波角周波数、Δφ＋（１）、
Δφｚ（ｔ）はそれぞれＤ波、Ｕ波の変調によって生ず
る項である。

（２）式と（３）式を加算すると、統計的性質により、
Ｄ波とＵ波の合成電界の最大値、最小値はそれぞれＥ＋
　十Ｅｘ、Ｅ＋　　Ｅｘとなることは容易に理解される
。

従って、包絡線検波回路１１０の出力に生じるビート成
変動の最大値Ｅ　ｗａｘ’　＋　最小値Ｅ　ｍ　ｉ　ｎ
もそれぞれＥ、＋Ｅｚ、Ｅｌ−Ｅ！となる。

同一チャネル滓量は Ｄ　／　Ｕ　（ｄＢ）　＝１０　ｌ　ｏｇ（Ｅ　＋”／
　Ｅ　ｚ”）　　　　−・・−（４）で表されるから、
（４）式は次のように変形することができる。

Ｄ／Ｕ（ｄＢ）＝ｌＯ１，ｏｇ　（（Ｅｓｍｘ＋Ｅｍｔ
ｎ）”／（Ｅｓｍｘ−Ｅ、、ｎ）”）＝２０ｆｏｇ（Ｅ
、ｘ十Ｅ＠ｔＪ　−２０１！、ｏｇ（Ｅ、ａｘ　−Ｅｍ
＝ｎ）　”＝２０ｆｏｇ　（ｌｏｇ（２Ｖｏｃ）　　ｆ
ｏｇ（ＶａＪ）　　　　−但し、ｖＤＣｌｖＡＣは第２
図（ｂ）に与えられるようにそれぞれビート成変動の直
流電圧、交流電圧である。

上記のように、（５）式によって同一チャネル干渉量を
求めることができる。

次に第１図の構成の動作について説明する。同一チャネ
ル干渉発生時には、Ｄ波とＵ波の合成重界が受信アンテ
ナ１０１で受信され、受信された高周波信号は受信機１
０２内で中間周波数信号１０４に変換される。包絡線検
波回路１１０は中間周波数信号１０４の振幅に応じた包
絡線信号を出力する。

包絡線信号は低域通過フィルタ１１１および高域通過フ
ィルタ１０６に入力される。第３図（ａ）、　（ｂ）は
それぞれ低域通過フィルタ１１１および高域通過フィル
タ１０６の出力信号であり、低域通過フィルタ１１１の
出力は■。、に相当し、高域通過フィルタ１０６の出力
信号の振幅はＶＡＣに相当する。

このとき、低域通過フィルタ１１１の高域遮断周波数は
干渉によるビート性変動成分よりも遅（、フェージング
周波数より速く設定する。また、高域通過フィルタ１０
６はフェージング周波数において十分な減衰特性を持つ
ように低域遮断周波数を設定するが、ビート性変動成分
は出来るだけ減衰させないように設定するのが望ましい
。従って、高域通過フィルタ１０６は遮断特性の急峻な
スイッチドキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）や多次のチエ
ビシエフフィルタ等を用いて、遮断周波数は出来るだけ
低域に設定する。

上記のような構成にすることによって、高域通過フィル
タ１０６の出力には、フェージングによる変動成分を実
質上問題ないレベルまで低減した干渉によるビート性変
動成分のみが取り出される。

高域通過フィルタ１０６の出力は整流回路１０７で整流
された後にピークホールド回路１１３に入力される。そ
の結果、ビート性変動成分の振幅の乙、すなわちＶＡＣ
／２の電圧を得ることができる。低域通過フィルタ１１
１の出力およびピークホールド回路１１３の出力はそれ
ぞれ対数変換回路１１２．１１４に入力されて対数変換
された後に差動増幅回路１１５に入力され、両者の差分
が干渉量検出信号１０９として出力される。

上記構成によれば干渉量検出信号１０９はＤ／Ｕ＝Ｉ！
ｏｇ（Ｖａｃ）　　−ｆｏｇ（ＶＡｃ／２）　　　−−
（６）であり、（６）式は（５）式と等価である。従っ
て、Ｄ／Ｕ　（ｄＢ）に対して直線性の良い干渉量検出
信号が得られる。

上記構成の具体的な実施例について、次に説明する。第
１図において包絡線検波回路１１０はダイオード検波回
路を利用することができる。コードレス電話等、人間が
歩行する程度の速度ではフェージング周波数は数ｆｉｚ
である（例えば３３９ＭＩＩｚ帯で４　Ｋｍ／ｈの歩行
速度で１，７１１ｚ）。従って低域通過フィルタ１１１
の高域遮断周波数は数十Ｉｌｚ、例えば２０１１ｚに設
定すれば、干渉によるビート性変動成分を取り除いてフ
ェージングによる変動成分のみを取り出してＶＩＩＣを
得ることができる。また、高域通過フィルタ１０６の低
域遮断周波数は例えば２０Ｈｚに設定すればフェージン
グによる変動成分を取り除いて、干渉によるビート性変
動成分のみを得ることができる。低域通過フィルタ１１
１、高域通過フィルタ１０６ともに遮断特性の急峻な物
を使用すれば良いのは自明である。従って、−例として
高次のチエビシエフフィルタ等で構成すれば良い。、整
流回路１０７とピークホールド回路１１３は、第４図の
ように構成することができる。ここで、１１６は入力信
号、１１７および１１８は演算増幅器、■１９はピーク
ホールド出力である。コンデンサＣに充電された電圧よ
りも入力信号１１６の電圧が高いとダイオードＤ、がオ
ンになり、コンデンサＣにそのときの電圧が充電され、
ピークホールド出力１１９が得られる。コンデンサＣに
充電された電圧よりも入力信号１１６の電圧が低いとき
は、ダイオードＤ、はオフになり、ピークホールド出力
１１９はＲＣの放電時定数で減少する。従って、放電時
定数はフェージング周期よりも十分短く、ビート性変動
の周期より長く設定すればフェージングにより時間的に
変動するビート性変動成分の振幅のピーク値を正確に検
出することができる。例えば放電時定数は０．１秒程度
に設定すれば良い。

第５図は、対数変換回路１１２．１１４の構成の一例を
示したものである。第５図において、１２０は入力信号
、１２１はＰＮＰ　）ランジスタ、１２２は演算増幅器
、１２３は対数変換出力である。この回路においては演
算増幅器１２２の作用により入力端子に比例したコレク
タ電流がＰＮＰ　！−ランジスタ１２１に流れるが、そ
の際のベース・エミッタ間電圧の対数特性を利用して対
数変換を行っている。一般に、この種の簡単な対数変換
回路は温度特性が悪く、温度変化によって対数変換出力
のゲインおよびオフセットが変動する欠点があった（例
えばゲイン温度係数は＋３３００ｐｐｍ／”Ｃである）
。しかし、本発明の同一チャネル干渉量測定装置におい
ては、２つの対数変換回路１１２．１１４の出力の差分
を次段の差動地回路でとっているので、オフセット分は
相殺されるという利点を有する。また、対数変換回路１
１２．１１４への入力信号１２０の周波数範囲は直流か
らたかだか数十Ｈｚであるので、低速の安価な対数変換
回路で良いという利点を有する。

対数変換回路１１２．１１４の出力は差動増幅回路１１
５に入力されて差分がとられが、前述のように対数変換
回路１１２．１１４のゲインは＋３３００ｐｐｍ＋の温
度特性を持つ。従って差動増幅回路１１５のゲインに一
３３００ｐｐｍ温度特性を持たせれば、干渉量検出信号
は温度変化の影響を受けなくなる。第６図は差動増幅回
路の構成を示したもので、１２４は演算増幅器である。

この回路の出力電圧は、Ｒ１＝Ｒ３゜Ｒ２−Ｒ４とすれ
ば、 であるので、Ｒ１およびＲ３に＋３３００ｐｐｍ＋／”
Ｃ（７）温度係数を持つ感温抵抗体を用いれば差動増幅
回路１１５のゲインは一３３００ｐｐｍ／”Ｃの温度特
性を持つようになり、干渉量検出信号１０９は温度変化
に対して安定した特性を持つようになる。

上記構成による本発明の同一チャネル干渉量測定装置の
干渉量検出信号の例を第７図に示す、第１０図に示した
従来例に比べて直線性良＜Ｄ／Ｕが測定されている。な
お、本発明における干渉量検出信号の傾きは従来例おけ
る干渉量検出信号の傾きとは逆になっている。なお、以
上の説明においては、■１の測定のため整流回路および
ピークホールド回路を用いたがこれに限定されるもので
なく、他の交流電圧測定手段を用いることも可能である
。

（変形例） 第１図の構成において、受信機１０２と包絡線検波回路
１１０の間に自動利得制御増幅器を挿入して中間周波数
信号１０４の振幅を一定に保つようにすれば、フェージ
ングの影響を除去することができる。従って、■。。お
よびＶＡｃ測定の誤差が減少し、干渉量検出の精度が向
上する。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、フェージングの
ある場合にも正確に同一チャネル干渉量を検出すること
ができる。しかも、Ｄ　／　Ｕ　（ｄＢ）に対する干渉
量検出信号の直線性が良いという特性を有しているので
、従来例のように同一チャネル干渉の有無を判断するだ
けでなく、定量的に干渉量を評価することができる。即
ち、チャネルやゾーンの切替で有用となるＤ／Ｕが数ｄ
Ｂ〜４０ｄＢに対応した区間で干渉量が直線的に検出で
きるため、連続的制御が可能となるという優れた効果が
ある。

また本発明によれば対数変換回路の帯域は直流から数十
Ｈｚ程度で良いため、回路構成が簡単で安価に構成でき
るという利点がある。

従って、本発明を移動通信システム等の無線通信システ
ムに適用すれは、同一チャネル干渉発生時に通話品質を
確保するためのチャネル切替を効率的に行うことができ
、周波数利用効率の向上が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は本発
明の原理説明用波形図、第３図は本発明の動作説明用波
形図、第４図は本発明に用いる整流回路およびピークホ
ールド回路の構成例を示す回路図、第５図は本発明に用
いる対数変換回路の構成例を示す回路図、第６図は本発
明に用いる差動増幅回路の構成例を示す回路図、第７図
は本発明における干渉量検出信号の特性側図、第８図は
従来例の装置の構成例を示すブロック図、第９図は従来
例の原理説明用波形図、第１０図は従来例における干渉
量検出信号の特性例を示す図である。 １０１・・・受信アンテナ、　１０２・・・受信機、１
０３・・・音声信号、　１０４・・・中間周波数信号、
１０５・・・対数検波回路、　１０６・・・高域通過フ
ィルタ、　１０７・・・整流回路、　１０８．１１１・
・・低域通過フィルタ、　１０９・・・干渉量検出信号
、　１１０・・・包絡線検波回路、　１１２．１１４・
・・対数変換回路、１１３・・・ピークホールド回路、
　１１５・・・差動増幅回路、　１１７．１１８．１２
２．１２４・・・演算増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 変調方式が角度変調である無線通信方式において、 受信電界の包絡線を得る包絡線検波手段と、前記包絡線
   検波手段によって得られた包絡線信号から干渉によって
   生じるビート性変動成分を取り出す高域通過フィルタと
   、 前記包絡線信号からフェージングによって生じる変動成
   分を取り出す低域通過フィルタと、前記高域通過フィル
   タの出力信号の振幅を検出する振幅測定回路と、 前記低域通過フィルタの出力信号を対数変換する第一の
   対数変換回路と、 前記振幅測定回路の出力信号を対数変換する第二の対数
   変換回路と、 前記第一の対数変換回路の出力信号と前記第二の対数変
   換回路の出力信号の差分をＤ／Ｕ比としてとる差動増幅
   回路と、 を備えたことを特徴とする同一チャネル干渉量測定装置
   。