JPH05508294A

JPH05508294A - 干渉検出方法

Info

Publication number: JPH05508294A
Application number: JP92511812A
Authority: JP
Inventors: シュルツ・エドワード　シー
Original assignee: モトローラ・インコーポレーテッド
Priority date: 1991-04-29
Filing date: 1992-03-25
Publication date: 1993-11-18
Anticipated expiration: 2014-02-24
Also published as: JP2860419B2; BR9204795A; CN1066352A; US5603087A; MY131094A; GB2262017A; GB9226704D0; MX9202003A; CN1030364C; GB2262017B; CA2083277C; WO1992020165A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】干渉検出方法発明の分野本発明は、一般にセルラ無線電話通信システムに関し、さらに詳しくは、セルラ無線電話通信システムにおける干渉（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）検出方法に関する。

発明の背景角度変調、すなわち周波数変調（ＦＭ）または位相変調（ＰＭ）を利用するセルラ型無線電話通信システムでは、無線干渉、例えば、同一チャンネル干渉および／またはマルチパス干渉によって通信が損なわれる場合が多い。同一チャンネル干渉は、目的の通信チャンネル内のスプリアス伝送によって生じる。信号が多くの建物によって反射され、複数の信号経路を形成し、多数の信号が互いに時間的にずれて受信される場合に、マルチパス干渉が発生するのが一般的である。いずれの干渉も、通信品質を著しく損なうことがある。

この種の干渉が許容できなくなる前に、セルラ通信システムは、できれば別のセルに切り換え（ハンドオフ）して、呼の断絶を防がなければならない。しかし、そのためには干渉を正確に検出しなければならず、また、同一チャンネル干渉およびマルチパス干渉がどの程度干渉しているかをシステムが知る必要がある。従って、無線干渉を検出し、この干渉が通信信号の劣化にどの程度寄与しているかを検出するさまざまな方法を従来技術は取り入れている。

そのような一つのシステムについて、米国特許第４，５６１．１１４号、　Ｋｏｚｏｎｏ　ｅｔ　ａｌ　および’　Ｃｏ−ＣｈａｎｎｅｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｍｅａｓｕ＋ｅ＋ｎｒｎｔ　Ｍｅｔｈｏｄ　ｌｏ「ｋｌｏｂｉｌｅ−Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、’　ＩＥＥＥ　ＴｒａｎＳａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　ＶｅｈｉｃｕｌａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、　Ｖｏｌ　ＶＴ−３６，Ｎｏ　ｌ、　Ｆｅｂ　１９８７において説明されており、これらは共に参考として本明細書に含まれる。

これらの文書において、干渉する同一チャンネル信号によ−）で発生される高周波ビート信号（Ａ　Ｍ変調）を捜すことにより、狭帯域通信シス戸ムにおける同一チャンネル干渉にｌ検出てきることが提唱されている。受信信号の包絡線の周波数成分に基づいて干渉が検出され、シャドー・フェージング（＋ｈａｄｏｗ　１ａｄｉＢ）　（これに一ついては以下で詳細に説明スる）と同一チャンネルフェージングとを区別する。これはデジタル解析方法によっＣ実現され、まず比較的少ない回数で第１群の信号を標本化し、比較的多い回数で重複する第２群の信号を標本化する。第１群の信号から多数の信号を抽出することにより、システムはフェージングによる干渉を打ち消しまたは平均化しくａｖｅｒ＠ｇｅ　ｏ＋ｒｔ）、また一方で第２群の信号を抽出することにより、システムは高周波ビート信号の平均レベルを得ることができる。Ｋｏ＊ｏｎｏによると、高周波ビート信号（ＡＭ変調）の平均レベルは、同一チャンネル干渉によって発生する干渉量を表示する。

残念ながら、上記のシステムは、誤った干渉検出を行なう、すなわちフェージングについて誤る可能性があるという欠点がある。同一チャンネル干渉およびマルチパス干渉は受信信号の包絡線における唯一の高周波スペクトル成分源ではないことは当業者に明らかである。逆に、無線電話装置の高速性によって特徴づけられる移動無線電話環境では、ｋＨｚ範囲のフェージングによる高周波スペクトル成分を予期していなければならない。さらに別の高周波スペクトル成分源は、中間周波（ＩＦ）選択性のために受信機内で用いられるフィルタの振幅応答によるものである。

Ｋｏｘｏｎｏの検出器は受信信号の包絡線内の高周波成分の平均レベルを検出するので、干渉以外の状態にも応答する可能性がある。従って、従来技術の欠点を克服することのできる干渉検出器および方法を提供することは極めて有利である。

発明の概要本発明は、フェージングを受ける高周波の角度変調信号上の干渉レベルを検出し、表示する回路である。この回路は、高周波角度変調信号を受信し、それに応答して対数増幅器出力を与える対数増幅器と、角度変調信号のフェージング・レート、Ｊ、りも短い期間で、対数増幅器出力を標本化する標本化手段と、前記標本化手段と通信（７て、高周波角度変調信号」−の干渉Ｉ、ノベルを表示する表示手段吉によって構成される。

別の実施例によれば、干渉検出器は、対数増幅器入力に結合されて、角度変調信号を受信し、その関連するＦＭ変調を検出し、そ１．て出力を与えるＦＭ検波器をさらに含んでなる。

本発明の第１の利点は、表示手段が、干渉による高周波成分を他の要因による高周波成分から弁別することである。

本発明の第２の利点は、表示手段が弁別された高周波成分に基づいて、角度変調信号対干渉比（ａｎｇｕｌａ＋　ｍｏｄｕｌａｔｅｄｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　１ｎｔｅｒｆｅ［ｅｎｃｅ　ｒａｊｉｏ）を決定することである。

本発明の別の実施例のさらなる利点は、検出されたＦＭ変調が所定の閾値を越える場合に、この比率は無視されることである。

図面の簡単な説明第１Ａ図は、２つのベースサイトおよびそれぞれの機器を含むセルラ通信システムの図である。

第１Ｂ図は、干渉検出回路１３５を含む第１Ａ図の無線機器１１５および１１９または】−３０の一部の拡大図である。

第１Ｃ図は、干渉検出器１−３５の第１実施例の拡大図である。

第１Ｄ図は、干渉検出器１３５の別の実施例の拡大図である。

第２図は、本発明によりＣ／Ｉ比を算出するため、第１Ｂ図のマイクロコンピュータによって実行されるフローチャートである。

第３図は、干渉検出回路１３５を利用して通信システムにおいて干渉を防ぐため、第１Ｂ図のマイクロコンピュータによって実行されるフローチャートである。

好適な実施例の詳細な説明本明細書で開示する装置は、セルラ無線電話通信システムにおいて無線周波（ＲＦ）通信チャンネル上の干渉を検出するために特に利用される。さらに詳しくは、本明細書で開示する装置は、いつ対策が必要かを判定する、すなわち、セルラ無線電話通信システムにおけるセル間で無線電話呼をハンドオフすることを判定するため、このような干渉の検出を利用することに関する。

第１Ａ図、第１Ｂ図、第１Ｃ図および第１Ｄ図は、本発明によるセルラ・システム、本システムで利用されるべ一スサイト機器およびベースサイト機器で用いられる干渉検出回路をそれぞれ示す。干渉検出回路は、破壊的な干渉を防ぐ必要性を判定するための基準を提供する。

第１Ａ図のシステムは、２つの地理的無線周波（ＲＦ）サービス区域（セル）１１０，１１２を担当するベースサイト機器１１５，１１９を含む。セル１１０の場合、ベースサイト機器１１５は一組のベース送受信機１１４とベースサイト（１）コントローラ１１６とを含む。セル１１２の場合、ベースサイト機器１１９は、ベースサイト機器１１５と実質的に同一の一組のベース送受信機１１８とベースサイト（２）コントローラ１２０を含む。

本発明によるハンドオフ動作を例示するため、無線電話装置１３０はセル１１０からセル１１２に移動するものとする。

ベースサイト機器１１５．１１９の全体的な制御は、セルラ交換コントローラ１２２の信号処理装置１２１によって行なわれる。また、交換コントローラ１２２は、公共交換電話網（ＰＳＴＮ）１３１とベースサイト機器１１５゜１１９との間の呼交換動作を制御するためのデジタル交換ネットワーク１２３も含む。−組のパルス符号変調（ＰＣＭ）変換器１２５は、セルラ交換コントローラ１２２に含まれ、システムをＰＳＴＮｌ、３１に接続する。従来のセルラ・システムの一般的な詳細については、米国特許第４゜６５４．８６７号’Ｃｅ１ｌｕｌａ「Ｖｏｉｃｅ　ａｎｄ　ＤａｔａＲａｄｉｏｔｅｌ！ｐｈｏｎｅ　Ｓｙｓｔｅｍ’、Ｌａｂｅｄｚ　ｃｆ、ａｌ、を参照されたい。

また、従来のセルラ交換コントローラのさらに詳しい詳細については、米国特許第４．２６８，７２２号Ｌｉｔｈｅ　ｅｌａｌ、を参照されたい。いずれの米国特許も同じ譲受人に譲渡され、参考として本明細書に含まれる。

第１Ｂ図においては、ベースサイト機器１１５，１１９の受信部を拡大して示す。これらのブロックは無線電話装置１３０の受信部も表すことに留意されたい。

無線電話装置１３０内では、この回路はハンドオフ制御用としてシステムに信号品質を通知するために用いられる。あるいは、無線電話装置１３０は、信号品質劣化のレベルを判定し、システムがハンドオフを開始することを要請する。

第１Ｂ図は、関連するサービス区域内で無線電話装置と通信するための従来のベース無線機器を含んでいる。交換コントローラ１２２（第１Ａ図）とベース無線機器１１５または１１９との間の音声経路は、１３７として示されている。

ベースサイト機器の知的制御は、マイクロコンピュータ１３８およびその関連メモリ装置１４０によって行なわれる。マイクロコンピュータ１３８は、無線機器１３２を制御し、かつ、ベースサイト機器と交換コントローラ１２２（第１Ａ図）の信号処理装置１２１とを結合するために用いられる。アナログ／デジタル変換（ＡＤＣ）回路１３４は、ベース無線機器１３２内の受信機（図示せず）がら信号経路１３３を介して出力信号を受信するために用いられる。受信機の出力信号には、無線電話装置から受信された信号が含まれ、ＡＤＣ回路１３４によって変換された後、この信号はマイクロコンピュータ１３８によって解析され、アクティブ呼（ａｃｔｉｖｅ　ｃａｌｌ＋）における無線電話装置から信号情報（Ｒ３ＳＩおよびＳＡＴ信号などの無線電話識別関係情報や信号品質情報を含む）を得る。マイクロコンピュータインタフェース回路１３６は、ＡＤＣ回路１３４および交換コントローラ１２２をマイクロコンピュータ１３８と接続するために用いられる。ベースサイト機器のさらに詳しい詳細については、米国特許第４，５４９，３１１号ＭｃＬａｕｇｈｌｉｎ、米国特許第４，４８５．４８６号Ｗｅｂｂ　ｅｔａｌ、および米国特許第４，６９６．０２７号Ｂｏｎｔａを参照されたい。後者の特許は同し譲受人に譲渡され、参考として本明細書に含まれる。

さらに、干渉検出回路（ＩＤＣ）１３５はＡ／Ｄ変換器１３４と共に用いられ、アクティブ呼出における無線電話の信号品質に関する補助信号情報をマイクロコンピュータ１３８に与える。信号品質情報は、ベース無線機器１３２によって信号経路１３９において与えられる中間周波（ＩＦ）信号から得られ、そしてベース無線機器によって受信されているチャンネル上の同一チャンネル干渉および／またはマルチパス干渉のレベルについてマイクロコンピュータに通知するためにこの情報は用いられる。

Ａ／Ｄ変換器１３４を介して受信される情報は、ＩＤＣ１３５によって受信される情報と同期がとられ、そのため、どの無線呼が干渉によって損なわれているかをマイクロコンピュータ１３８が判定できるようになる。通信チャンネル上でデータを受信する各受信回路について、その通信チャンネル上の干渉レベルを同時に表示するため、対応するＩＤＣ１３５が設けられることに留意されたい。アクティブ呼出を劣化させるこのような干渉の閾値レベルが検出されると、交換コントローラに通知され、干渉を防止する決定を行なうことができる。必要に応じて、アクティブ呼を担当するベースサイト機器は、無線電話装置１３０に指示して、適切な措置（これについては、第３図でさらに詳しく説明する）を取らせることができる。

第１Ｂ図におけるＩＤＣ１３５は、以下の事実を利用すべく構成されている。まず第１に、同一チャンネル干渉および／またはマルチパス干渉などの無線干渉は、受信（ＩＦ）信号上に振幅変調を発生させることは周知である。第２に、この干渉は、シャドー・フェージングやレイリー（Ｒａｙｌｅｉｇｈ）フェージングなどの他の種類のフェージングによって一般に発生されるものより高い周波数で受信（ＩＦ）信号を振幅変調する。このようなフェージングについての詳しい説明については、’Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　ＭｏｂｉｌｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ’、　Ｗ　ＣＪａｋｅｓ、　Ｗｉｌｅ７　＆　５ｏｎｓ、１９７４を参照されたい。第３に、対数増幅器の出力において発生するピ−クビークＡＣ振幅は、受信（ＩＦ）信号上の干渉量と一致する。これらの点に関する詳しい説明については、本譲受人に譲渡され、本明細書に参考として含まれる米国特許第４．９９８．２８９号Ｒａｂｅ　ｅｊ　ａｌ、を参照されたい。

以下の数学的説明では、高データ・レート通信の場合、マルチパス干渉は、同一チャンネル干渉によって発生されるものと同じ周波数範囲にある角度変調信号の包絡線変動を発生させることを示している。

所望の信号は次式のように表されると仮定する：ｅｌ（ｔ）＝Ｓ（Ｉ）ＳＩｎ（ｖ１ｔ＋ΔＷ＋　／ｐ、　ｓｉｎ　Ｐ＋　ｔ）ただり、５（１）は振幅、Ｗｌは搬送周波数である。この信号は、変調周波数Ｐ１およびピーク周波数偏移ΔＷ１で周波数変調される。

同様に、次式・ｅ　（ｔ）　＝ｌ（１）　ｓｉｎ　ｌ　ｖ、、　ｌ＋φ＋ΔＷ２　／Ｐ２　Ｓｌｎ　（Ｐ２が振幅１（１）、搬送周波数Ｗ２　、変調周波数Ｐ２およびピーク周波数偏移ΔＷ２を有する干渉信号を表すものとする。

因数φおよびθは、所望の信号と干渉信号との間の搬送波形および変調波形それぞれにおける任意の位相オフセットである。

以上の説明を背景として、時間遅延Ｔｄを有するマルチパス伝搬によって干渉信号が発生される場合について検討する。この場合、干渉信号の特定のパラメータは所望の信号に関連している、すなわち：因数１（ｔ）およびφはマルチパス信号を発生させる反射面の特性によって影響を受けるので、これらの因数は独立している。したがって、これらは予測できない。

式３〜６を式２に代入すると次式が得られる：！２　ｆｔ）　＝Ｉ（ｔ）山［ｖ％＋φ＋ΔＶ＋　／Ｐ、　ｓｉｎ　ＩＰ、　（１−Ｔ、　）＋１ｅ　（ｔ）およびＪ　（＋）を加算することは、受信機に現われる合成または出力信号を表す。この複合信号は、所望の信号と、マルチパス干渉による遅延された「エコー」との組み合わせであり、これは振幅変動および周波数変動の両方を有する。しかし、主な問題は、マルチパス干渉によって発生される独自の振幅（包絡線）変動である。

前記複合信号の二乗包絡線（電力包絡線）が次式：で表されるものとし、式３〜６で与えられた代入を行なうと、次のようになる：Ｒ２（１）　−５２（ｊ）　＋　＋２（ｔ）　＋　２５（ｊ）　１（ｔ）　ｃｏｓ　Ｙ（ｔ）Ｙ（＋１　＝φ＋ΔＷ＋　／ｐ、　Ｉｓ＋ｎ　Ｐ＋　（ｔ　−ＴＤ　）−山Ｐ、　ＩＩ＝φ＋２Δｖ、　／Ｐ。

［ｃｏｓ　（Ｐ、　ｔ−φＰ　Ｉ　ＴＤ　／２）　ｓｉｎ　（−ＰＩＴＤ　／２）］である。

Ｒ２（＋）の２つの成分、すなわち５２（１）および１２（ｔ）は、所望の信号および干渉信号それぞれの緩やかに変化する振幅を表す。第３の成分［２５（ｊ）　Ｉ（ｔ）　−ｃｏｓ　Ｙ（１）］は、所望の信号とマルチパス干渉との組み合わせによるより高い周波数の包絡線変動を表す。この第３成分によって発生する変動の周波数は、式１０から約ｄ／ｄｌ　Ｙ（１）であることがわかっているので、次式が成立することが理解できる：ｄ／ｄｉ　Ｙ（＋）　＝　２Δｖ　［ｓｉｎ　（Ｐ　ｔ−Ｐ、Ｔｐ　／２）　ｓｉｎ（−Ｐ、Ｔ、　／２）］　（１１）従って、マルチパスによる包絡線変動のピーク周波数は、元の変調のピーク周波数偏移の２倍に等しい。

ＦＳＫ変調を利用する高速データ・システムでは、このピーク周波数偏移は一般に、数キロヘルツから数メガヘルツまでの範囲である。一方、Ｓ　（＋１および１（１）の時間変化による包絡線変動は、ゼロヘルツから数十ヘルツまでのレートで発生するのが一般的であり、周波数上限は、周波数ｗ１における信号の搬送波によって発生された電磁界における受信機（またはりフレフタ）の移動に関連するドツプラー周波数によって設定される。

さらに、受信信号の包絡線上の振幅変調の割合と、所望の信号に対する干渉の割合との間には直接関係があることが実証できる。

ここで、２Δｖ　／Ｐ　ｌ　ｓｉｎ　（ＰＩＴＤ／２１　１≧π　（１２）Ｉであると仮定すると、式９の［ｃｃｓ　Ｙ（＋）］項はその極値（＋１）によって置き換えることができ、次式のようになる：Ｍａｘ　（Ｒ（ｔ））　＝Ｓ（ｔ）　＋　Ｉ（＋）　（１３）Ｍｉｎ　（Ｒ（＋））　：５（ｊ）　−１（ｔ）Ｒ（１）の最大値と最小値との差の２分の１をＲ（＋）の平均値で除した値としてＡＭ変調指数（ＡＭ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　１ｎｄｅｘ）を定義すると、干渉対信号比を次のように直接得ることができる：ＡＭ　・［１／２　（Ｍａｗ　（Ｒ（＋））　−Ｍｉｎ　（Ｒ（１））］　／［１／２　（ＭａｘＲ（＋））　＋　Ｍｉｎ　（１１（＋）））］　（１４）・Ｉ（１）　／Ｓ　（＋）再び式１２を参照して、この仮定の結果について説明する。まず、式１２を厳密に適用するためには・ΔＷｌ／Ｐ１≧π／２　（１５）すなわち、ＦＭ変調指数は１４よりも大きくなければならない。

第２に、正弦項はその最大値付近でなければならない、すなわち：ＰＩＴ、〜ｎπ／２．１１は奇数　（１６）このことは、マルチパス遅延は変調波形の期間の半分の奇数倍でなければならないということに等しい。なお、ここで記号〜はほぼ等しいことを示すものとする。デジタル通信システムでは、このことは、遅延は少なくとも１（奇数）の数のビット（またはシンボル）期間であるということに等価である。。これは、デジタル通信システムにおいて最大シンボル間干渉を発生させるのと同じ条件である。

従って、比較的高いデータ・レートの通信システムでは、同一チャンネル干渉またはマルチパス干渉による角度変調信号の瞬時周波数オフセットにより、被検出包絡線の周波数変化は、フェージングによって一般に発生されるものよりも高くなる。

第１Ｂ図のＩＤＣ１３５の拡大図である、第１Ｃ図のＩＤＣ１３５は、対数包絡線検波器は、ゆっくりと変化する平均信号強度を平均化する必要なしに、受信（ＩＦ）信号上の干渉量を直接高速に表示できるという事実を利用している。すなわち、対数増幅器１５０はＡＣ出力信号を与え、この信号は、受信（ＩＦ）信号１３９の絶対大きさとは無関係に、受信（ＩＦ）信号１３９の包絡線における振幅変調率に直接関係している大きさを有する。対数増幅器１５０によって受信された振幅変調ＩＦ倍信号３９は、数学的に次式のように表される：Ｓ　は、平均信号強度；人　は、変調レベル（％Ａ　Ｍ　＝ｌ　００　！Ａ　ｍ　）　；Ｗ　は、変調周波数；およびＷ　は、搬送周波数（ＩＦ）である。

Ｓ（＋）の包絡線関数は、式（１７）からｖｃｔ項を消すことによって得ることができ、次式のようになる：Ｒ（＋）　：Ｅｎｖ　［５（１）］　−Ｓ　（１＋Ａ　ｔｉｎ　ｖｌ、ｌ＋）Ｏｍ式（１８）の両辺の対数をとると：Ｌｏｇ　Ｒ（ｔ）　＝　Ｌｏｇ　Ｓｏ＋　Ｌｏｇ　（１＋　Ａ、　ｓｉｎ　ｖｌ）となる。

包絡線関数のＤＣ成分（または平均信号強度）は、式（１９）から項Ｌｏｇ　Ｓ　であることがわかり、また、項Ｌ０ｇ　（１＋＾　ｓｉｎ　ｖ　ｔ）は、Ｌｏｇ　（１＋＾。）およびＬｏｇ　（１−ｍ　ｍＡ　）の最大値および最小値をそれぞれ有する包絡線関数のＡＣ成分であることがわかる。式（１９）の％ＡＭ。

Ａ　、最小値、最大値、ピークピーク（Ｐ−Ｐ）ＡＣ振幅およびピークピークＡＣの間の関係は、以下の表にまとめられ、この表は前述の式に基づく計算データを含み、Ｓ。

・１と仮定している（Ｓ　がピークピークＡＣ振幅よりも大きい場合、最小項および最大項の減算により、表中の項目は実施されない）。

Ｌｏｇ　Ｒ（ｊ）　Ｐ−Ｐ　ＡＣ％＾Ｍ　＾　ＩＭｉｎ　Ｍａｘ　ｌ　振幅　（Ｐ−Ｐ　ＡＣ）／Ａ。

２　。０２　−．００９　．００９　．０＋８　．９０５　．０５　−．０２２　．０２１　．８４３　．８６１０　．１　−．０４６　．８４１　．０８７　．８７２０　．２　−．０９７　．０？９　．１７６　．８８５０　．５　−．３０１　．１７６　．４７７　．９５Ｔ０　．７　−．５２３　．２０３　．７５３　１．０８Ｈ，８−，６９９，２５５，９５４１，１９９０，９−１，０００，２７９１，２７９１，４２１００１，０−無限大　、３０１　無限大　無限大この表の最初の２つの欄は、受信（ＩＦ）信号上に重畳された振幅変調の実際のパーセント値と、対応する小数（％／１００）をそれぞれ示す。第３および第４欄は、式１９からの最小項および最大項をそれぞれ示す。第５欄はピークピークＡＣ振幅（Ｐ−Ｐ　ＡＣＳｗｉｎｇ）を表し、対応するＡＭ量の最大値項目から対応する最小値項目を差し引いた値である。最後の欄は、ピークピークＡＣ振幅測定値とＡＭ量との間の関係、すなわち、［ピークピークＡＣ振幅測定／ＡＭ量ｌを示す。

上記の表の最後の欄は、０から０．８の間のＡｌ１１に対して、ピークピークＡＣ振幅は±２０％以内の精度で＾。と一致することを示している。厳密な状況では、ＡＩｎの測定値の精度は、ルックアップテーブルを利用して測定ピークピークＡＣ振幅を人　に関連させることによって改善できる。要するに、このことは、対数増幅器１５０の出力は受信（ＩＦ）信号１３９上の振幅変調量を直接表すことができることを示している。

また、）ＤＣ１３５は、本発明に基づく発見、すなわち、無線干渉は、干渉の有無と一般に関係する高周波ＡＭ変調の唯一の源ではないという発見を利用するように構成されている。同一チャンネル干渉またはマルチパス干渉に起因する、角度変調信号の瞬時周波数オフセットは、フェージングによって通常発生されるものよりも高い周波数の変動を被検出包絡線に発生させることが一般に認められているが、対数増幅器１５０を利用することにより、フェージングによる低周波ＡＭ成分の調波（ｈｓｒｍｏｎｉｃｓ）が発生されることが理解される。従って、Ｋｈｚ範囲のフェージングによる高周波ＡＭ変調を予測しなければならなくなる。

これらの高周波ＡＭ成分の別の発生源は、中間周波（ＩＦ）選択性のために受信機内で用いられるフィルタの振幅応答によるものである。受信搬送波が振幅的に固定され、周波数変調（ＦＭ）されている場合、ＩＦフィルタの通過帯域における振幅変動により、ＩＦフィルタ後に振幅変動が検出される。搬送波の瞬時周波数はＦＭ変調によって変化するので、ＩＦフィルタの受信振幅は変化する。ＦＭからＡＭへの変換に起因するこの現象は、ＦＭ変調の周波数の２倍でＡＭ変調の基本周波数を生成する。これらのＡＭ変調の振幅は、受信（ＩＦ）信号１３９のＦＭ変調の振幅に比例する。

良好な音声品質または信号性能を維持するため、干渉信号パワー（干渉波・１ｎｊｅ＋ｆｅｒｅｒ）に対する所望信号パワー（搬送波）の比を、システム性能条件によって決定される閾値レベル以上に維持しなければならない。干渉検出器は、受信信号１３９のＡＭ成分の振幅を測定し、搬送波対干渉（Ｃ／Ｉ）比を推定できるが、このようなシステムは他の要因による高周波ＡＭ変調を干渉として誤って表示することがある。従って、対数増幅器の調波応答によるＡＭ変調および／またはＦＭからＡＭへの変換によるＡＭ変調を、干渉による変調から区別して、正確なＣ／Ｉ比を生成しなければならない。

これらの事実および発見に基づいて、第１Ｄ図において、第１Ｂ図および第１Ｃ図のＩＤＣ１３５を拡大して示し、これは対数（Ｌ　ｏ　ｇ）増幅器１５０．前述のＡ／Ｄ変換回路１３４およびＦＭ検波器１５１を含む。対数増幅器は、Ａ／Ｄ変換器１３４およびインタフェース１３６とメモリ装置１４０とを含むマイクロコンピュータ回路１３８と同様に、セルラ無線機器の一部として内蔵される。

第１Ｄ図の回路構成は、対数（Ｌｏｇ）増幅器１５０を利用して、受信（ＩＦ）信号１３９のＬｏｇ包絡線を表す出力信号を発生する。対数増幅器１５０からの出力は、入力における平均信号強度に比例するＤＣ成分と、干渉信号ノ々ワー（Ｉ）に対する所望信号パワー（Ｃ）の平均比率に比例するＡＣ成分とを有する電圧である。また、ＦＭ検波器１５１は、ＩＦ信号１３９を受信して、そのＦＭ変調の振幅を検出する。この測定値は、対数増幅器１５０への入力におけるＡＭ変調が干渉によるものか、あるいはＦＭからＡＭへの変換によるものかを判定するために用いられる。

対数増幅器１５０およびＦＭ検波器１５１からの出力は、Ａ／Ｄ変換回路１３４によって標本化され、この回路１３４はインタフェース装置１３６を介してマイクロコンピュータ１３８に標本を与える。第１Ｄ図は一つのＡ／Ｄ変換回路を用いているが、対数増幅器１５０およびＦＭ検波器１５１の双方に対する個別のＡ／Ｄ変換回路は、第１Ｄ図に示すＩＤＣ１３５に対する明らかな変形例を表すことが理解される。

第１Ｄ図のメモリ装置１４０に格納されるプログラムは、マイクロコンピュータ１３８がフェージングによる振幅変動と、干渉による変動からのフェージング調波とを区別できるようにする。この判定に基づいて、マイクロコンピュータはＣ／Ｉ比を正確にめる。同時に、受信（ＩＦ）信号１３９のＦＭ変調の振幅も測定される。ＦＭ変調の振幅が所定の閾値を越える場合、対数増幅器出力におけるＡＭ成分は、干渉ではなく、ＦＭからＡＭへの変換に基づくと推定される。このとき、マイクロコンピュータ１３８の制御に基づき、Ｃ／Ｉ測定は行なわれない。

対数増幅器１５０は、セルラ無線におけるＲ３５Ｉ（「ｅｃｅｉｖｅｄ　ｓｉｇｎａｌ　ｓｔｒｅｎｇｔｈ　１ｎｄｉｃａｔｏｒ）　測定で用いられるものと同様な従来の集積回路を利用して用いることができる。例えば、モトローラ社製ＭＣ３３６３などの集積回路が適している。一般に、このような回路は、参考として本明細書に含まれる’Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｉｃ　Ｈａｎｄｂｏｏｋ’ 、Ｐｌｅｓｓｅ７Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ＋’、Ｐｓｉ　１８２ｇ、　ｐｐ３１−３９において説明されている。

ＦＭ検波器１５１は、ＦＭ弁別回路であることが好ましい。しかし、簡単なピーク検出器も代用できることが当業者に明らかである。ピーク検出器に関する詳しい詳細については、本明細書に参考として含まれるＯｐｅ「ａｔｉｏｎａｌＩｕｉｎｅ、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ　）ｌａｌｌ、１９８１．　ｐａｇｅ　１９７を参照されたい。

第２図において、フローチャートは、第１Ｄ図のＩＤＣ１−３５が第１Ｂ図のマイクロコンピュータによって利用され、本発明に従って０７月比をめる方法を示す。フローチャートはブロック２１０から開始し、ここでＡ／Ｄ変換回路１３４を用いて、対数増幅器］５０の出力およびＦＭ検波器１５１の出力を標本化する。標本化は、入力信号のフェージング・レートよりも短くなるように決定された期間（ｐｅ＋１ｏｄｌに対して行なわれる。ブロック２１０から、フローはブロック２２０に進み、ここで試験が行なわれ、ＦＭ検波器１５１の出力が所定の閾値よりも大きいかどうかを判定する。所定の閾値よりも大きい場合、Ｃ／Ｉ測定は計算されず、フローはブロック２１０に戻る。前述のように、ＦＭ検波器１５１．に９よって検出されたＦＭ変調量が所定の閾値を越える場合、Ｃ／Ｉ測定を同時に行なうことは誤った情報を与えるので、なにも行なわれない。

１、かし、閾値を越えない場合、フローはブロック２３０に進み、マイクロコンピュータ１３８は対数増幅器１５０の出力（Ａ　Ｃ電圧）を解析１２、局部最大値（Ｍａｘ）および局部最小値（Ｍｉｎ）を識別する。定義上、局部Ｍａｘ値（ｌｏｃａｌ　Ｍ１エマａｌｕｅ）　とは、対数増幅器出力のグラフにおいて、他のすべての近傍の点よりも大きい振幅を有する点のことである。逆に、局部Ｍｉｎ値とは、対数増幅器出力のグラフにおいて、他のすべての近傍の点よりも小さい振幅を有する点のことである。つまり、対数増幅器出力をｆとすると、十分Ｃに近いすべてのｌに対して１（ｘ）≦１（Ｃ）の場合、値１（Ｃ）は関数ｆの局部最大値である。同様に、十分Ｃに近いすべてのＸに対してＩ　（Ｘ）≧Ｉ　（ｃ）の場合、値Ｉ　（ｃ）はｆの局部最小値である。

ブロック２３０から、フローはブロック２４０に進み、ここで試験が行なわれ、少なくとも一つの局部Ｍａｘ値およびＭｉｎ値がブロック２３０において識別されたかどうか判定する。ここでも、ブロック２１０の標本化期間（ｓａｍｐｌｉｎｇ　ｐｅｒｉｏｄ）は入力信号のフェージング・レートよりも短い期間であることに留意されたい。従って、局部ＭａｗおよびＭｉｎ値が標本化期間中に識別されない場合、対数増幅器出力におけるＡＭ変調は干渉以外の要因に起因すると本発明は判断する。したがって、フローはブロック２５０に分岐し、ここでマイクロコンビコータはＣ／Ｉ＝０と計算し、処理を終了する。

あるいは、フローはブロック２６０に進み、ここでマイクロコンピュータ１３８は、ブロック２３０において識別された局部Ｍａｘ値と少なくとも一つの隣接局部Ｍｉｎ値との間の振幅差を算出する。その後、ブロック２７０にいて、マイクロコンビコータは振幅差の関数としてＣ／’Ｉの値を算出し、処理を終了する。

例えば、Ｃ／Ｉが識別された局部Ｍａｘ値とＭｉｎ値との間の最大振幅差とし２て計算できる。

あるいは、Ｃ／’Ｉはいくつかの振幅差計算値の平均として計算できる。

第２図からブロック２２０を省くことにより、第２図を、第１Ｃ図の［ＤＣ１３５を第１Ｂ図のマイクロコンピュータが利用して、Ｃ／／Ｔ比を判定する方法を説明するために修正できることが当業者に明らかである。

第３図において、フローチャートは、第１Ｂ図、第１Ｃ図および第１Ｄ図のＩＤＣ１３５が第１Ｂ図のマイクロコンピュータ１３８によって利用され、干渉を防ぐ方法を示す。フローチャートはブロック３１０から開始し、ここで無線電話装置はアクティブ呼におけるものとして示されている。ブロック３］−〇から、フローはブロック３２０に進み、ここで試験が行なわれ、交換コントローラから命令が受信されたかどうかを判定する。命令が受信されていない場合、フローはブロック３３０に進み、ここでマイクロコンピュータはアクティブ呼における装置の信号強度を解析する。

ブロック３４０において、マイクロコンピュータは試験を行ない、解析された信号強度か通信を継続するために適切かどうかを判定する。信号強度が適切な場合、フローはブロック３５０および３６０に進み、ここでマイクロコンピュータはＩ　Ｄ　Ｃ１，３５の出力を調べて、閾値レベル（過剰な相関干渉を示す）を越えているかどうかを判定する。

閾値レベルを越えていない場合、フローはブロック３７０に進み、ここでマイクロコンピュータは一般的なバックグランドタスクを実行する。ステップ３１０〜３６０は反復的に実行され、アクティブ呼における無線電話装置の適切な通信を維持することはもちろんである。

無線電話通信チャンネルの完全性（ｉｎｆＢｔｉｔｙ）が不適切（それぞれ、信号強度試験または干渉試験が不合格のため）と判定された場合、ブロック３４０または３６０から、フローはブロック３８０に進む。ブロック３８０において、マイクロコンビコータは交換コントローラが干渉を防ぐため適切な処置を決定できることを交換コントローラに通知する。

このような措置では、無線電話袋ｆｆ１１３０または呼を担当するベースサイト機器１１５または１１９は、０７月比を改善するために送信パワーを増加することができる。別の場合には、ベースサイト機器が無線電話装置】３０に）Ｓンドオフを行なうように指示してもよい。ハンドオフ手順に関する詳細については、前記の米国特許第４，６５４゜８６７号および第４．４８５．４８６号を参照されたい。

あるいは、干渉の少ない別の通信チャンネルに切り換えるように、呼を担当するベースサイト機器に指示してもよい。

交換コントローラがこのような判定を行なっている際に、ブロック３８０からフローはブロック３１０に戻り、ここで装置はアクティブ呼状態に留まる。前述のように、ブロツク３１０から、マイクロコンピュータは交換コントローラから命令が受信されたかどうかを判断する。命令が受信されている場合、フローはブロック３２０からブロック３９０に進み、ここでベースサイト機器はこの命令を実行する。

Ｆ’ｌＧ、ＩＤＦＩＧ、２ＦＩＧ、３要約書本発明は、高周波角度変調信号上の干渉レベルを検出し、表示する回路である。

この回路は、高周波角度変調信号を受信し、それに応答（７て、対数増幅器出力を与える対数増幅器を含む。次に、角度変調信号が検出され、その関連ＦＭ変調のレベルを判定する。最後に、干渉による高周波スペクトル成分と、他の要因による高周波スペクトル成分とを区別すべくプログラムされたプロセッサが搬送波対干渉比をめる。重要な点は、対数増幅器入力におけるＦＭ変調のレベルが所定の閾値を越えると、その搬送波対干渉比は無視されることである。

Claims

【特許請求の範囲】１．フェージング・レートを有する高周波角度変調信号上の干渉レベルを検出しかつ表示する回路であって；前記高周波角度変調信号を受信する入力と、対数増幅器出力を与える出力とを有する対数増幅器；前記対数増幅器に結合され、高周波角度変調信号のフェージング・レートよりも短い期間の間、前記対数増幅器の出力を標本化する標本化手段；および前記標本化手段と通信して、前記高周波角度変調信号上の干渉レベルを表示する手段；を含んでなることを特徴とする干渉レベルを検出しかつ表示する回路。２．前記標本化手段は；アナログ／デジタル変換器；デジタル波形アナライザ；およびスペクトラムアナライザ；からなるサンプル装置のグループから選択された１つの装置であることを特徴とする請求項１記載の回路。３．高周波角度変調信号上の干渉レベルを表示する前記手段は、マイクロコンピュータを具備することを特徴とする請求項１記載の回路。４．干渉レベルを表示する前記手段は、前記マイクロコンピュータと共に用いられるプログラミング・コントローラをさらに含んでなり、該コントローラは、前記マイクロコンピュータによって実行されるプログラムを記憶して有するマイクロコンピュータプログラム記憶媒体を具備し、該プログラムは：標本化された対数増幅器出力の高周波振幅変調を検出する手段；干渉による高周波振幅変調と、他の発生源による高周波振幅変調とを区別する手段；および角度変調信号対干渉比を決定する手段；を備えてなる請求項３記載の回路。５．前記区別する手段は、前記標本化手段の標本化期間の関数として、干渉による高周波振幅変調を識別することを特徴とする請求項４記載の回路。６．フェージング・レートを有する高周波角度変調信号上の干渉レベルを検出しかつ表示する回路であって；高周波角度変調信号を受信する入力と、対数増幅器出力を与える出力とを有する対数増幅器；前記対数増幅器入力に結合され、高周波角度変調信号を受信し、その関連するＦＭ変調を検出し、それに応答して出力を与えるＦＭ検波器；前記対数増幅器およびＦＭ検波器に結合され、高周波度変調信号のフェージング・レートよりも短い期間の間、それらの出力を標本化して、デジタル標本を与える標本化手段；および前記標本化手段と通信して、高周波角度変調信号上の干渉レベルを表示する手段；を含んでなることを特徴とする干渉レベルを検出しかつ表示する回路。７．前記ＦＭ検波器は；ＦＭ弁別器；およびピーク検出器；からなる検波器のグループから選択された１つの装置であることを特徴とする請求項６記載の回路。．８．フェージング・レートを有する高周波角度変調通信信号を受信する受信回路；前記受信回路に結合され、受信された通信信号上の干渉レベルを検出しかつ表示する干渉検出回路であって；前記受信回路に接続され、前記通信信号を受信する入力と、対数増幅器出力を与える出力とを有する対数増幅器と、前記対数増幅器に結合され、高周波角度変調通信信号のフェージング・レートよりも短い期間の間、前記対数増幅器の出力を標本化して、そのデジタル標本を与える少なくとも第１の標本化手段と、前記少なくとも第１の標本化手段と通信して、通信信号上の干渉レベルを表示する手段と、を有する干渉検出回路；および前記干渉検出回路と通信して、干渉を防止する手段；を含んでなることを特徴とする通信装置。９．前記干渉を防止する手段は；通信信号の信号パワーを増加して、通信信号対干渉比を改善する手段；干渉の少ない別のチャンネルに通信チャンネルを切り換える手段；および干渉の少ない別のアンテナに受信を切り換える手段；のうち少なくとも一つを備えることを特徴とする請求項８記載の通信装置。１０．フェージング・レートを有する高周波角度変調信号上の干渉レベルを検出しかつ表示する方法であって；高周波再度変調信号を対数的に検出して、そのＡＭ成分を決定する段階；高周波角度変調信号をピーク検出して、そのＦＭ成分を決定する段階；干渉によるＡＭ成分の部分を識別する段階；角度変調信号対干渉比を決定する段階；および前記角度変調信号のＦＭ成分が所定の閾値を越える場合に、該比を無視する段階；を含んでなることを特徴とする干渉レベルを検出しかつ表示する方法。１１．前記角度変調信号のＡＭおよびＦＭ成分を、あるレートおよび期間で標本化してそれらのデジタル表現を提供する段階；をさらに含んでなることを特徴とする請求項１０記載の方法。１２．干渉によるＡＭ成分の部分を識別する前記段階は；前記標本化期間よりも大きい周波数を有する振幅変調を選択する段階；および前記標本化期間よりも小さい周波数を有する振幅変調を無視する段階；をさらに含んでなることを特徴とする請求項１０記載の方法。