JPS63175905A - 電磁作動器駆動回路の電流検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は電磁作動器駆動回路の電流検出装置に関するも
のであり、特に、ソレノイドに流れる電流（ソレノイド
電流）に応じて、電磁弁の開度を制御する電磁作動器駆
動回路において、該ソレノイド電流を好適に検出するこ
とができる電磁作動器駆動回路の電流検出装置に関する
ものである。

（従来の技術） 従来から、電磁作動器のソレノイド電流の制御方法には
、大きく分けると二つの方法があった。

その一つは、ソレノイドに直列に接続されたソレノイド
駆動用トランジスタに、ソレノイド電流制御用の直流電
圧を供給して制御する方法であり、その二つは、前記ト
ランジスタにパルス電圧を供給して該トランジスタをス
イッチング動作させることによって制御する方法である
。

また、前記二つのソレノイド電流の制御方法におけるソ
レノイド電流の検出手段としては、前記ソレノイドおよ
びソレノイド駆動用トランジスタに直列に接続したソレ
ノイド電流検出用抵抗を設け、該抵抗の両端電圧にもと
づいてソレノイド電流値を検出するのが一般的であった
。

なお、前記検出されたソレノイド電流値は、既知のフィ
ードバック制御により、実際のソレノイド電流が、前記
ソレノイド電流制御用の電圧に対応する値となるように
使用される。

ところで、前記のトランジスタに直流電圧を供給してソ
レノイド電流を制御する方法は、トランジスタが常に活
性領域において使用されるために、電力消費が大きく、
このために発熱が大きくなるので望ましい方法ではなか
った。したがって、従来から、前記パルス電圧によって
トランジスタをスイッチング動作させてソレノイド電流
を制御する方法が一般に使用されている。なお、この種
の従来技術として関連するものには例えば特開昭５７−
１３７９０号が挙げられる。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、前記のパルス電圧によってトランジスタ
をスイッチング動作させてソレノイド電流を制御する方
法では、前記ソレノイド電流検出用抵抗において検出さ
れるソレ ノイド電流に応じた電圧値は脈動するために、適正なソ
レノイド電流値を得るためには、該脈動電圧をフィルタ
を通して平滑化し、該電圧値にもとづいて前記ソレノイ
ド電流値を得る必要があった。この結果、従来の電磁作
動器駆動回路の電流検出装置では、前記フィードバック
制御によるソレノイド電流の補正制御に、応答遅れが生
じるという問題点があった。

本発明は、前述の問題点を解決するためになされたもの
である。

（問題点を解決するための手段および作用）前記の問題
点を解決するために、本発明は、前記パルス電圧−周期
に対応する、前記ソレノイド電流検出用抵抗で検出した
脈動する電圧値の中から任意の点の電圧値をサンプリン
グし、該サンプリング値にもとづいて既知の演算により
ソレノイド電流値（平均電流値）を算出するようにした
点に特徴がある。

（実施例） 以下に、図面を参照して、本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の一実施例の回路図である。なお、本実
施例におけるソレノイドは、自動車用内燃機関のスロッ
トル弁の上流と下流とをバイパスするバイパス通路に設
けられた電磁作動器のソレノイドである。

第１図において、１はマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）　
、２はメモリ、３はインターフェースである。これらは
、マイクロコンピュータ４を構成している。７．８はソ
レノイド駆動用トランジスタ、１０はソレノイド、１１
はバッテリ、１２はソレノイド電流検出用抵抗、１３は
前記抵抗１２の両端電圧を増幅して出力する増幅器、２
１はＡ／Ｄ変換器である。

以下、本実施例の動作を図面を用いて説明する。

第２図は、第１図の各部の信号波形の一例を示すタイミ
ングチャートである。なお、第２図の（ａ）〜（ｅ）は
、第１図の同符号箇所の信号波形を示している。

第１図において、マイクロコンピュータ４から周期Ｔが
一定で、デユーティ比がエンジン運転状態に応じて変化
するパルス電圧が出力される。第２図（ｃ）は、該パル
ス電圧を示している。前記パルス電圧（Ｃ）がベースに
印加されるトランジスタ６は、該パルス電圧（Ｃ）のロ
ーレベル期間およびハイレベル期間に応じてオン／オフ
制御される。したがって、ソレノイド駆動用トランジス
タ７．８も前記トランジスタ６のオン／オフ制御に同期
してオン／オフ制御される。この結果、ソレノイド１０
にはトランジスタ７．８のオン／オフ制御に応じたソレ
ノイド電流が流れる。第２図（ａ）は、該ソレノイド電
流を示している。また、前記トランジスタ７．８のオン
期間においては、バッテリ１１からの電流がソレノイド
１０、トランジスタ８およびソレノイド電流検出用抵抗
１２を介してアースへと流れる。この結果、前記抵抗１
２の両端にはトランジスタ７．８のオン期間におけるソ
レノイド電流（ａ）に対応する電圧が検出される。第２
図（ｂ）は、該電圧を示している。

前記抵抗１２の両端電圧（ｂ）は、増幅器１３において
増幅される。

本実施例では、前記増幅器１３、抵抗１５、コンデンサ
１６、抵抗２２およびマイクロコンピュータ４からなる
経路で、微分回路が構成されている。この結果、本実施
例では、前記パルス電圧（Ｃ）がハイレベルからローレ
ベルに、またローレベルからハイレベルに変化する時に
微分°信号が発生する。第２図（ｄ）は該微分信号を示
している。トランジス タ１４は、前記微分信号のうち負の微分信号ｄ１によっ
て微小時間オン状態になる。なお、この微小時間は、前
記パルス電圧（Ｃ）のハイレベルからローレベルに変化
するエツジに応じて、前記負の微分信号ｄ１の電圧が立
下がってから、該電圧がトランジスタ１４をカットオフ
するレベルに達するまでの時間である。したがって、前
記微小時間は、微分回路の時定数によって決定されるこ
とは明らかであろう。第２図（ｄ）の一点鎖線は、前記
トランジスタ１４のカットオフレベルを示している。

本実施例では、第２図（ｄ）から明らかなように、負の
微分信号ｄ１によって瞬間トランジスタ１４がオン状態
になるようにしている。この結果、本実施例では、トラ
ンジスタ８のオン開始時の抵抗１２の両端電圧を増幅器
１３で増幅した電圧がコンデンサ１８にチャージされる
。換言すれば、第２図（ｂ）の点Ｂの電圧を増幅器１３
で増幅した電圧がコンデンサ１８にチャージされるよう
になる。

前記コンデンサ１８にチャージされた電圧は、Ａ／Ｄ変
換器２１に供給されている。本実施例では、後記するよ
うに、予定のタイミングでＡ／Ｄ変換器２１を動作させ
ると同時に、Ａ／Ｄ変換器２１の出力値をマイクロコン
ピュータ４に読込み、既知の演算によりソレノイド電流
値（平均電流値）を算出する。なお、本実施例では、パ
ルス電圧（Ｃ）がハイレベルになると、トランジスタ１
９がオン状態になるために、前記コンデンサ１８の電荷
は放電される。すなわち、本実施例では、パルス電圧（
Ｃ）の−周期Ｔ毎にコンデンサ１８にチャージされた電
圧はリセットされることになる。

第２図（ｅ）は前記コンデンサ１８の電圧変化を示して
いる。

ここで、コンデンサ１８にチャージされた電圧を、Ａ／
Ｄ変換器２１を介してマイクロコンピュータ４に読込む
動作について説明する。第３図は前記読込み動作を説明
するためのフローチャートである。なお、この第３図に
よる読込み動作は、後述するところから明らかなように
、タイマ割込みにより開始される。

ステップＳ１・・・フラグがセットされているか否かを
判断する。セットされていなければステップＳ５へ進み
、セットされていればステップＳ２へ進む。

ステップＳ２・・・ハイレベルの前記パルス電圧（Ｃ）
を出力する。その後、ステップＳ３へ進む。

ステップＳ３・・・前記ハイレベルのパルス電圧出力期
間設定用タイマをセットし、スタートさせる。

その後、ステップＳ４へ進む。

ステップＳ４・・・前記フラグをリセットする。その後
、処理はメインプログラムへ戻る。なお、メインプログ
ラムでは、前記ハイレベルのパルス電圧出力期間設定用
タイマ、または、後述するローレベルのパルス電圧出力
期間設定用タイマがカウントアツプ、したか否かを監視
し、カウントアツプした時には、これに応じて、第３図
のタイマ割込み動作を開始するようになっている。した
がって、例工ば前記ハイレベルのパルス電圧出力期間設
定用タイマがカウントアツプすると、再び、前記ステッ
プＳ１の判断がなされ、ステップＳ５へ進む。

ステップＳ５・・・ローレベルのパルス電圧（Ｃ）を出
力する。その後、ステップＳ６へ進む。

ステップＳ６・・・前記ローレベルのパルス電圧出力期
間設定用タイマをセットし、スタートさせる。

その後、ステップＳ７へ進む。なお、前記したハイレベ
ルまたはローレベルのパルス電圧出力期間設定用タイマ
のセット時間は、前述したところから明らかなように、 エンジン運転状態に応じて既知の適宜の方法により決定
される。また、ハイレベルのパルス電圧出力期間設定用
タイマのセット時間と、ローレベルのパルス電圧出力期
間設定用タイマのセット時間との和は、前記パルス電圧
（ｃ）の一周期分に相当するため一定である。

ステップＳ７・・・予め設定した時間が経過したか否か
を判断する。なお、ここで判断される予定時間は、前記
ステップＳ５においてローレベルのパルス電圧を出力し
てから、該出力によって前記負の微分信号ｄ１が発生し
、該信号ｄ１の電圧がトランジスタ１４をカットオフす
るレベルに達するまでの時間よりも大きく、かつ、次の
タイマ割込み動作により、前記ステップＳ２においてハ
イレベルのパルス電圧を出力するまでの時間よりも小さ
い任意の時間である。したがって、この予定時間の経過
時点では、前記コンデンサ１８には、トランジスタ１４
がカットオフレベルに達した時の増幅器１３の出力電圧
が保持されている。

ステップＳ８・・・Ａ／Ｄ変換器２１に動作開始指令信
号を出力する。これによりＡ／Ｄ変換器２１は、前記コ
ンデンサ１８にチャージされている電圧をディジタル信
号に変換して 出力する。その後、ステップＳ９へ進む。

ステップＳ９・・・Ａ／Ｄ変換器２１の出力値を読込む
。その後、ステップＳ１０へ進む。

ステップＳＩＯ・・・前記フラグをセットする。その後
、処理はメインプログラムへ戻ル。

ここで、前記ステップＳ９で読込まれたＡ／Ｄ変換器２
１の出力値にもとづいて、前記パルス電圧一周期分のソ
レノイド電流の平均電流値１　ａＶｅを算出する方法に
ついて説明する。

周知のように、パルス電圧−周期の任意の点におけるソ
レノイド電流の値（以下、任意の瞬時電流値という）ｉ
ｒは、前記ソレノイド電流の平均電流値Ｉ　ａｖｅと、
前記パルス電圧のデユーティおよび温度に依存するソレ
ノイドの抵抗成分により決まる補正係数ｆとが決まれば
決まる。このことより、本実施例においては、前記任意
の瞬時電流値ｉｒが得られるので、既知の適宜の手段に
より前記補正係数ｆを得れば、前記ソレノイド電流の平
均電流値Ｉ　ａｖｅは算出できる。

しかしながら、本実施例のように、ソレノイドがエンジ
ンの温度変化の影響を受けやすい場所に取付けられてい
る場合には、ソレノイドの抵抗成分が定まらず、したが
って前記補正係数ｆの決定が難しい。そこで、前記補正
係数ｆを、ソレノイドの抵抗成分を含まない補正係数と
して設定できる任意の瞬時電流値ｉ「を検出することが
望ましい。

ところで、周知のように、ソレノイドの温度が上がると
その抵抗成分の変化により、前記第２図（ａ）に示すソ
レノイド電流の傾きは、破線ａ１で示すように小さくな
る。また、ソレノイドの温度が下がるとソレノイド電流
の傾きは、破線ａ２で示すように大きくなる。したがっ
て、ある点ではソレノイド電流の波形曲線は交差するよ
うになる。第２図（ａ）では、点Ａで交差している。こ
の交差する点Ａにおける瞬時電流値ｔｒは、明らかなよ
うに、前記補正係数ｆを、ソレノイドの抵抗成分を含ま
ない補正係数として設定できる瞬時電流値である。した
がって、この点Ａにおける瞬時電流値ｉｒを検出できる
ようにすれば該瞬時電流値ｉｒと、前記パルス電圧のデ
ユーティにより決まる補正係数ｆとにもとづい てソレノイド電流の平均電流値Ｉ　ａｖｅを容易に算出
することができる。

具体的には、前述したところから明らかなように、前記
微分回路の時定数を調整して、前記負の微分信号の電圧
が立下がってから、該電圧がトランジスタ１４をカット
オフするレベルに達するまでの時間を、前記点Ａに一致
させるようにすればよい。このような微分信号を第２図
（ｄ）に破線で示す。すなわち、このようによれば、第
２図（ｂ）に示す点Ｂ１の電圧を増幅器１３で増幅した
電圧がコンデンサ１８にチャージされるため、該電圧に
もとづいて、前述したように、容易にソレノイド電流の
平均電流値Ｉ　ａｖｅを算出できるからである。なお、
コンデンサ１８にチャージされた電圧は、前記瞬時電流
値Ｌｒに対応していることはもちろんである。

（発明の効果） 以上の説明から明らかなように、本発明によれば、脈動
するソレノイド電流をソレノイド電流検出用抵抗で検出
し、該検出値を予定の周期でサンプリングし、該サンプ
リング値にもとづいてソレノイド電流の平均電流値を演
算により求めるようにしているので、従来のフィルタを
介して前記平均電流値を求めるものよりも迅速に前記平
均電流値が得られる効果がある。この結果、本発明によ
れば、既知のフィードバック制御によるソレノイド電流
の補正制御を、応答遅れなく行うことができるようにな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は、第１図
の各部の信号波形の一例を示すタイミングチャート、第
３図は、第１図のマイクロコンピュータの動作を説明す
るためのフローチャートである。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）パルス電圧によってスイッチング制御され、電磁
   作動器のソレノイドに脈動するソレノイド電流を流すソ
   レノイド駆動手段と、前記ソレノイド電流に応じた開度
   となる電磁作動器の電磁弁と、予定の電磁弁の開度に応
   じたデューティ比を有する一定周期の前記パルス電圧を
   発生出力し、該パルス電圧を前記ソレノイド駆動手段に
   供給するパルス電圧発生出力手段と、前記脈動するソレ
   ノイド電流を検出するソレノイド電流検出手段とを有す
   る電磁作動器駆動回路の電流検出装置において、前記パ
   ルス電圧により前記ソレノイド駆動手段がオン状態にさ
   れる期間の予定時点における前記ソレノイド電流検出手
   段の出力をサンプリングする手段と、 前記サンプリング手段のサンプリング値から前記ソレノ
   イド電流の平均電流値を算出する演算手段と、 前記平均電流値にもとづいて前記パルス電圧を補正して
   フィードバックする手段と を具備したことを特徴とする電磁作動器駆動回路の電流
   検出装置。
2. （２）前記予定時点は、前記パルス電圧のエッジ時点と
   同期していることを特徴とする前記特許請求の範囲第１
   項記載の電磁作動器駆動回路の電流検出装置。
3. （３）前記予定時点は、前記パルス電圧のエッジ時点よ
   りも予定時間遅れた時点であることを特徴とする前記特
   許請求の範囲第１項または第２項記載の電磁作動器駆動
   回路の電流検出装置。
4. （４）前記予定時間遅れた時点は、温度に依存する前記
   ソレノイドの抵抗成分の変動が最も少ない時点であるこ
   とを特徴とする前記特許請求の範囲第３項記載の電磁作
   動器駆動回路の電流検出装置。