JPS6315578A - 残留側波帯復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） この発明は残留側波帯変調されたテレビジョン ン言号を復調する残留側波帯変調関する。

（従来の技術） 残留側波帯（ＶＳ　Ｂ）　Ｋ調されたテレビジョン４Ｍ
号を復調する場合、非線形復調である包路線検波や擬似
同期検波よりも線形復調である同期横波の方が波形歪み
等の特性の面で浸れている。

第５図は従来の同期分離回路の一例を示す。ナイ争スト
スペクトル成形されたアナログの残留側波帯テレビジョ
ン中間周波（以下ＩＰと記す）１宮号は、入力端子１を
介して混合回路７と位相比較器２に供給される。電圧制
御形水晶発振６診（以下ＶＣＸＯと記す）５はテレビジ
ョンエＦｉ、４Ｑ［波ａ　（５ｓ、　７５ＭＨ２）付近
でフリー発振している。

このｖｃＸｏ５の出力は、π／２、多相回路６と前記位
相比較器２の他方に供給される。位相比較器２は、前記
テレビジョン４Ｍ号と発振出力との位相を比較し、その
比較結果全スイッチ３を介して低域フィルタ４に供給す
る。スイッチ３は、同期分離回路９からの水平同期信号
ＨＤの期間のみオンする。低域フィルタ４により高周波
成分の除去された比較結果は、ｖｃＸｏ５の周波数を制
御する。

上記の位相同期ループにより、ｖｃＸｏ５の発振出力は
テレビジョンＩＦＩδ号の搬送波にπ／２（ｒａｄ〕の
移相差で位相同期する。したがってテレビジョンＩ　Ｆ
　ｉｉ号とπ／２移相回路６の出力（搬送波と同相の信
号）との積を混合ｌ路７で得、その出力信号の低域成分
を低域フィルタ８で取出せば、この成分はベースバンド
の復調映像信号となる。このベースバンド映像１３号は
、出力１子１０と前記同期分離回路９に供給される１：
、これらの回路はその動作周波数が高いことから、嗜白
常アナログ回路で構成されている。なお水平同期１ｄ号
ＨＤ期間にスイッチ３をオンしているのは、搬送波の水
平同期部分はその振幅が大きいためゴースト等の伝送障
害で生じた過変調の影響がすくなく、また、画像信号と
庸関係に安定な搬送波を再生する点で有利だからである
。

（発明が解決しようとする間昭点） 上記した従来のテレビジョン同期検波器の第１の間４は
、アナログ回路構成による固有の動作変動である。

即ち水平同期１３号期間以外におけるスイッチ３と低域
フィルタ４のリークにょるｖｃｘｏｓの移相変動、π／
２移相回路６の経時変化による再生搬送波の位相変動が
有るということである。この変動が有ると、本来同相軸
になければならない再生搬送波の位相軸が変動し、この
ため検波出刃にあってはならない直交成分が含まれると
いう問題を生じる。またこのｆｆｄＪ金少くするために
は高価なり　ｃ　ｘ　ｏを必要とする。

第２の開用は、現行の放送形態にＭ用な受１δ機を１４
多ようとすれば、ｖｃＸｏを複数必要とすることである
。即ち現在は局間の干渉による受１δ障害を防止するた
めに、同一チャンネルと有する復以局では、正規のキャ
リア周波数に対してオフセットを持たせている。例えば
、±１ＯＫＨｚのオフセットキャリアを持たせた局の１
ｄ号を復調する之めには、正規のキャリア（５８，７５
ＭＨりの信号を復調するためのｖｃｘｏと、キャリア（
５８，７６ＭＨｚ）　−−？−ｙリサ（５８，７４ＭＨ
ｚ）のｉ＝ｉ　＠　’ｒ：　’ｍ　Ａも必要となシ、復
調器としては高価なものとなる。

さらにこのようなＶＣＸＯを陰む位相同期回路は引込み
レンジが狭くテレビジョンチューナのノ一部発振を極め
て精密に制御する必要があり回路設計上も費用がかかる
。

そこでこの発明では、従来のようなアナログ回路に生じ
やすい内部搬送波の位相変動金なくし、経時変化による
影響がなく、さらにはオフセットキャリア信号に対して
も最小の発振器で対処することができ動作の安定した残
留側波帯僅θ６１器を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） この発明では上記問題点を解決するために、まず復調す
べき残留側波帯に調信号を、局部発振器ならびに混合回
路を用いて、周波数ｎ／（ｓｃ）（ｎ＞０．　ｆ　Ｃｓ
　Ｃ）は色副搬送波周波数）の中間周波信号に変換し、
さらにサンプリング周波数がｎ×ｍ　ｆ　（ｓ　ｃ）　
（ｍ〉２）のデジタルテレビジョン信号に変換する。そ
してこのデジタル１１号と別途用意される周波数ｎｉ＜
ｓりのデジタル基準１８号との位相比較を行ない、その
位相誤差が最小となるように前記局部発振器の周波数を
制御する。こうして位相制御され念前記デジタル信号は
ブイプリング周ｆｆｊｌ数ｎＸｋ　ｆ　（ｓ　ｃ）　　
（ｋ≦ｍ）でププブンプリングすることにより、両側波
帯１言号に変換され復調される０ （作用） 上記の構成とすることで、入力アナログ信号は復調に適
した周波数を有するデジタル信号に変換され処理される
。このデジタル信号は基準信号と位相比較され、その誤
差１言号を用いて上記局部発振器の制御が行なわれる。

このため、制御情報は精度よ＜ｉ出されると共に、水平
同期期間以外に変動することがなく、また局部発振器は
安定なディジタル制御形であシ、追従範囲を広く、没定
することができ、入力信号がオフセットキャリアのもの
でもこれ全誤りなく引き込むことができる。

さらに本発明では、上述の位相制御されたディジタル信
号をブブサンプルすることにより両倶１１ｅ。

帯信号にｆ換し、基底帯域信号へ復調するものであり、
これにより良好な復調が達成される）（実施例） 以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例であり、入力端子１ノには
テレビジョン中間周波（第１の工Ｆ）［信号が供給され
る。このＩＰ倍信号混合回路１２において局部発振器３
０からの発振出力と掛算されＷＪ２の中間周波（ＩＰ）
信号に変換される。第２のＩＦ信号は帯域フィルタ１３
を介してアナログ・デジタル変換器１４に供給される。

このアナログ・デジタル１換ａ１４においては晶準信号
発生手段からのクロックＫにより、入力した第２の中間
周波（ＩＦ）信号のデジタル化が行われる。

ここで、入力端子１ノにおける第１のＩＰ倍信号混合回
路Ｊ２の出力である第２のＩＰ倍信号局部発振器：ｔ　
Ｏからの発振出力、基準信号発生手段からのクロックに
の各周波数関係を示しておく。

第１のＩＰ倍信号・・ｆ（ＩＦ’） 局部発振器３０からの発振出力・・・ｆ　（Ｌ）　　；
ｆ　（Ｌ）　＝ｆ　（ＩＰ）−ｎｆ　（ｓ　ｃ）　＝ｆ
　（ＩＦ）−４１＜ＳＣ） 第２のＩＰ倍信号・ｎ　ｆ　（ｓｃ）　＝４ｆ　（ｓＣ
）基準信号発生手段からのクロックＫ　；　Ｋ　＝　ｎ
　Ｘｍ　７　（ｓｃ）　ｔ６７　（ｓｃ）＝ｆ（Ｓ）で
ある。ココでたとえば、／　（ＩＰ）＝５８．７５ＭＨ
ｚ。

ｆ　（Ｓｃ）＝３．５７９５４５ＭＨｚ　　であるとす
ると第２のＩＰ倍信号周波数は約１４．３２ＭＨｚ、デ
ジタル化され之１言号のサンプル周波数は約５７．２７
ＭＨｚとなる。

前記アナログ・デジタルに、換器１４の出力するデジタ
ル信号は、非線形回路１７に供給され、正値のみのデー
タ・１ま号とされる。このデータ信号はベースバンド映
像信号ヲ・重過帯域とする低酸フィルタ１８を介して、
同期分離回路１９１位相比較器２ノに供給される。同期
分種回路１９は、水平同期信号Ｈ！３．垂直同期信号Ｖ
Ｓを分離して同期判定回路２０に供給し、またパースト
ゲートパルスＢＧを発生してこれを前記位相比較器２ノ
に供給する。さらに同期分；礁回路Ｊ９は、バースト信
号をも同期判定回路２０に供給するっ 同期判定回路２０は、水平同期信号ＨＳ期間に含まれる
キャリアゲートパルスＣＧを発生し、これを位相比較６
２ｙに供給する。また同期判定回路２０は、カラーバー
スト１２号が所定ノベル以Ｆになった場合に、位相比較
、Ｓ２ノに制御・信号金与え、この位相比較べ１２ノの
動作全停止させることもできる。

位相比ｆｌ′ａｒ２１は、基準１」号を発生ｊるｖｃＸ
。

２４の出力’ｉｔ／１６分周器２６で分周したちの〔ｆ
（ｓｃ）〕と、前記低域フィルタ１８を介して入力した
１δ号（バースト期間）との位相全比較し、その誤差信
号を低域フィルタ２２．デジタル・アナログ変換器２３
を介してＶＣＸＯ２４０制御端子に供給する。従って、
■ＣＸ０２４は、カラーバースト信号に位相同期して発
振する。

ＶＣＸＯ２４の出力は、先にも述べたように１６７　（
ｓ　ｃ）　＝ｆ　（ｓ）　（Ｄりｃ’　ツクを発生ｊ　
ル２５Ｅ、このクロックは、ｌ／４分周器２５にも供給
され、その分周出力Ｃ４ｆ（ＡＣ）　〕は先の位相比較
器２２に供給される。

位相比較器２７からの誤差１５号は、低域フィルタ２８
を介してデジタル・アナログ変換器２９に供給され、局
部発振４：ｔｏの発振周波数制御・１δ号として利用さ
れる。局部発に一５ｓ　ｏとしては可変範囲の大きいシ
圧制御発振器が用いられる。

上述の如くして位相制御されたサンプル周波数１６１（
ｓｃ）のデノタルｆｄ号は、プププンブル画路１５に導
びかれ、サンプル周波数ｎＸｋｆ（ｓｃ）＝４１　（ｓ
ｃ）　（ｋ＝１）でアブサンプルされる。この１吉来、
上記ププサンプル回Ｎｒ１５が出力端子１０へ供給する
デジタル１δ号は全側波帯信号に変換されたものとなり
、良好な（Ｕ調が果される。

以下、上述した本発明の一実施例の、動作を説明する。

このシステムは、大きく分けると４１の位相制御ループ
−５Ｏ１とをＪ２の位相制御ループ６０に分けることが
できる。第１ｖ位相制（財）ループ５０はその位相制御
情報がデジタルで得られ、制仰能カに経時変化、温度変
化の影響が少ないと言う利点がある。またこの４ｆＪ１
の位相制御ループ土」に対して、盾準言号を与えるのが
、カラーバースト信号に位相同期する第２の位相制御ル
ープ旦である。

カラーバースト信号はオフセットキャリアに関係なく、
常に一定であるから、復調装置内部に各オフセットキャ
リアに応じたｖｃｘｏを用、依する必要もない。

第２図は上記の装置の各部出力信号スペクトラムを示し
ている。即ち第１のＩＦｌ”号（例えば５８．７５ＭＨ
ｚ）（４２図（ＡＪ）は混合回路１２で局部発振出力と
掛算され、４ｆ（ｓｃ）の信号（＄Ｊ２図（Ｂ））にシ
フトされる。これがアナログ・デジタル変換器１４でデ
ジタル変換されると１６７（ｓｃ）ｉ中心キャリアとす
る第２図（Ｃ））のようなスペクトラムとなる。この信
号は、さらにサブサンプル回路Ｉ５で４ｆＣＱＣ）のク
ロックでアブサンプルされ、第２図回に示す全側波帯１
δ号のスペクトラムとなる・〕 矢に上記の回路の初期状態からの動作を第３図を用いて
説明する。電源投入時では、局部発振器３０、ｖＣＸ０
２４ともにフリー発振状態である（ステップＳ））。

、ｇ２のＩＦ’信号（デジタル）は、非線形回路１７で
演波（正直のみ便用）される。同期分離回路１９は水平
同期信号ＨＤ、垂直同期信号ＶＤ。

パーストゲートパルスＢＧｉ分点する（ステップＳ、？
）。

位相比較４２ノは、パーストゲートパルス期間、咲波さ
ルたカラーパーストｉ形とＶＣＸＯ２４の１６分周出力
との位を目比較を行なう（ステップＳ３）、、位相比較
４２ノの出力は低酸フィルタ２２、デジタル・アナログ
変換器２３を介してＶＣＸＯ２４にフィードバックされ
る。これによりＶＣＸＯ２４の発振周波数は、カラーバ
ースト位相に位相同期する（ステップ８４）。

同期判定回路２０は、水平同期信号ＨＤ、垂直同期信号
Ｖ　Ｄ％　ｆ　（ｓｃ）　ｔｖ倍信号ら、Ｖ　ＣＸ　０
２４が位相開明状態にあるか否かを判定する（ステップ
８５）。

例えば白黒放送状態の場合のように同期が不確立である
場合（ステップ８６ａ）、所定回数刈定しくステップＳ
７）、それでも同期が不確立であった場合は位相比較器
２１の動作全停止させる（ステップＳ８）。この場合は
ＶＣＸＯ２４はフリー発振状態となる。

一カステップＳ６ａで、同期が確立していれば、同期判
定回路２０は、第１の位相同期制御ループ５０にキャリ
アゲートパルスＣＧｉ供給する（ステップ８９）。

これによりキャリアゲートパルス期間は、’ｊＴ　ｔの
位相制御ループ５０の同期状態の修正が行われる。位相
比較；感２７は、第２のＩＰ倍信号うち無店号期間と４
ｆＣ％Ｃ＞との位相比較を行ない、その位相誤差情ｆＪ
を、低域フィルタ２８、デジタル・アナログ変換器２９
を介して局部発振器３０にフィードバックする（ステッ
プ８１０．ステップ５１１）。これにより所定時間後、
第１の位相制御ループ５０のキャリア位相同期状態が確
立する。

第４図は、カラーバースト１言号のアンプル波形の例を
示すもので、同図ＩＡ）は第２のＩＦ’信号のカラーバ
ースト信号の位相と、デジタル夏洟用のクロックにの位
相とが正常な関係にある場合を示している。サブサンプ
ル回路１５はカラーバースト信号の００．９０°、１８
０°、２７０°の各サンプル全項出す。同図ｔＢ）は、
クロックＫに対してバースト位置ｕがずれた場合を示し
ている。同図ｆＱは、同図（［３）のカラーバースト１
δ号を、非線形回路１７、低酸フィルタ１８を介して取
出した場合のサンプルデータを示している。このように
、バースト位相がずれるとそのサンプルは、本来のバー
スト位相（点線）とずれてぐる。この場合は、第２の位
相制御ループＬ互による位相制御動作が碍らｎ１同図＋
Ｄ）のように、少なくともバースト位相の００とクロッ
クにの♂位、山の一致が得られる。そして、第１の位相
制御ループ土工の位相同期状態が確立すると、同図（Ａ
ｔに示すような位相同期状態となる。

以上説明したようにこの発明は、映像１４号の帯域の２
倍より大きい周波数の搬送波を、何する第２のＩＰ倍信
号作り、これをアナログ・デジタルｌ換して、さらにそ
のデジタル変換出力をアブサンプルする点に特徴をＭし
ている。つまジ第１の位相制御ループ二の位相制御動作
はデジタルであり、その制御能力に経時変化、ｌＪＡ度
変比変化響が少ない。また第１の位相制御ループに対し
てＭＭ倍信号与えるのは、カラーバースト信号に位相１
’ｕ」期する第２の位相制御ループである。カラーバー
スト信号はオフセットキャリアに関係なく、常に一定で
あるから、復調装置内部に各オフセット千ヤリアに応じ
たｖｃｘｏ２用意する必要もない。

さらにこのように高槓度に位相制御されるデノタルテレ
ビジョン信号をアブサンプルすることにより、本発明は
このデジタルテレビジョン信号ヲ全ｌｌｌ１波帯信号に
変換し、完全な復調を達成するものである。

なお、この発明では、第２の位相制御ループは、必らず
しも整流検波でなくとも、例えば包落線横波によりｆ（
ｓｃ）に位相ロックをさせてもよい。また本発明の趣旨
に沿えば、 ／（Ｌｌ＝ｆ（Ｉ　Ｐ）−ｆ（８１／４＝＝　／　（Ｉ
　Ｐ）　−３１（ｓｃ）ｆ　（８３”　ｌ　２ｆ　（ｓ
　ｃ） つま９、ｍ＝４．ｎ＝３の場合もＭ効に適用できる０ またアブサンプル位相は第２のＩＰ倍信号００に限られ
る必要はなり、９０°と２７０°以外であれば原理的に
は１８０°の位置でもよい、っ式らにまた、第１の位相
制御ループ土工と第２の位相制御ループ互」のそれぞれ
の同期、非同期状態′５！：判定できるような機能全同
期判定回路２０に持たせ、非同期状聾のときはこの同期
判定回路２０が低酸フィルタ２２の雑音帯ｖ１．を広＜
シ、同期状態では准音帝域を狭くするようにしてもよい
。これにより、周１２ｉ数引込み範囲をコントロールで
き同期状態への引込み確立を高くシ、また引込み連ｒｉ
’を速くすることができる。

〔発明の効果〕

上記したようにこの発明では、従来のようなアナログ回
路にある搬送波の位相ｆ［−なくシ、経時変化による＃
沖がなく、さらにはオフセットキャリア信号に対しても
最小の発振器で対処することができ、かつ基底帯域信号
への復調を果す動作の安定した残・ｄ側波帯復調４を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一′犬施列を示す回路１、第２図は
この発明の回路の動作を説明するのに示した１周波数ス
ペクトラム図、第３図はこの発明ＬＤ全体的な動作を説
明するために示した動作説月図、第４図もこの発明全説
明するのに示したサンプル位相説明１、第５図は従来の
同期復調回路を示す図である。 ノ２・・掛′ａ器、１３・・・帯域フィルタ、１４・・
・アナログ・デジタル変換器、１５・・・サブサンプル
回路、Ｊ７・・・非線形回路、１ｇ、２２．２８・・・
低域フィルタ、１９・・・同期分離回路、２０・・・同
期判定回路、２１・・・位相比較器、２３．２９・・・
デジタル・アナログ変換器。 出１顧人（を１人　升理士　鈴　江　武　彦・印−ｆ（
Ｓ）＝１６ｆ（ｓｃζす；〃レモ１０仁？−７フープη
シム取ｄ；モ。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）残留側波帯変調された第１の中間周波アナログテ
   レビジョン信号と、発振出力を供給する局部発振器と、
   前記テレビジョン信号と前記発振出力を入力し周波数ｎ
   ｆ（ｓｃ）（ｎ＞０、ｆ（ｓｃ）は色副搬送波周波数）
   の第２の中間周波テレビジョン信号を出力する混合回路
   と、前記第２の中間周波信号をサンプル周波数がｎ×ｍ
   ｆ（ｓｃ）（ｍ≧２）のデジタルテレビジョン信号に変
   換するアナログ・デジタル変換器と、周波数ｎｆ（ｓｃ
   ）のデジタル基準信号を出力する基準信号発生手段と、
   前記デジタルテレビジョン信号と前記デジタル基準信号
   との位相比較を行ない、その位相誤差が最小となるよう
   に前記局部発振器の周波数を制御する手段と、前記デジ
   タルテレビジョン信号をサンプル周波数ｎ×ｋｆ（ｓｃ
   ）（ｋ≦ｍ）でサブサンプルし両側波帯信号に変換し復
   調するサブサンプル回路とを具備することを特徴とする
   残留側波帯復調器。
2. （２）局部発振器の制御は、同期信号期間のみ行うこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の残留側波帯復
   調器。
3. （３）前記基準信号発生手段は、その基準信号を色信号
   副搬送波に位相同期させる手段を有したことを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の残留側波帯復調器。
4. （４）前記基準信号発生手段は、その基準信号を色信号
   副搬送波に位相同期させる手段を有し、この手段は、前
   記アナログ・デジタル変換器の出力デジタル信号を包絡
   線検波する検波手段と、この検波手段の出力と前記基準
   信号の分周出力とを比較し、その誤差出力により前記基
   準信号を発生している発振器の発振周波数を制御する同
   期ループ手段とを具備したことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の残留側波帯復調器。