JPS6314424B2

JPS6314424B2 -

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Publication number: JPS6314424B2
Application number: JP56045239A
Authority: JP
Inventors: Shigeaki Wachi
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1981-03-26
Filing date: 1981-03-26
Publication date: 1988-03-30
Also published as: DE3211233A1; NL8201284A; CA1192305A; AU6827587A; GB2097560A; AU8183482A; FR2502870B1; JPS57162110A; DE3211233C2; GB2097560B; FR2502870A1; AU594743B2; US4543650A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は例えばPCMオーデイオデイスクな
どのデジタル信号が記録されたデイスクを再生す
る装置に関する。

PCMオーデイオデイスクの信号検出方式とし
ては光学式、静電容量式等が知られている。とこ
ろで、オーデイオPCM信号をデイスクに記録す
るには、角速度一定で記録する方法と、線速度一
定で記録する方法があるが、記録密度を高くする
点からすると、線速度一定の記録が好ましい。こ
の線速度一定の記録がなされたデイスクは、やは
り線速度一定で再生する必要がある。

この再生時のデイスクの線速度一定の回転制御
方法のひとつとして、ピツクアツプの位置をポテ
ンシヨメータで検出し、必要回転数がその位置の
逆数となることから、検出出力を割算器に供給し
て制御情報を得るものが知られている。しかし、
このような方法は、制御のための位置検出器及び
割算器からなる構成が高価、複雑となる。

一方、また、例えば光学式の信号検出方式の
PCMオーデイオデイスクの場合、記録信号によ
つて光変調されたレーザーを用いて、記録信号の
「１」又は「０」と対応するピツト（くぼみ）が
形成された原盤を作成するマスタリングとこの原
盤から通常のアナログデイスクと同様の方法で複
製するプレスとを経て光学式のデイスクが製造さ
れる。このマスタリングの条件などによつてピツ
トの大きさが一様に所定量だけずれ、その結果、
記録信号のオンオフ比が50％でも、再生信号のオ
ンオフ比が50％とならない現象（アシンメトリー
と称する）が生じる。つまり、再生系の波形変換
回路において再生信号をパルス信号に変換したと
きに、パルス幅が記録信号と異なつたものとな
り、その結果、再生データの復調などの処理が正
しくされなくなる問題点が生じる。従来では、デ
イスクから読取られた信号を波形変換回路として
の比較器に供給して波形変換する場合に、比較用
の基準レベル（スレツシヨールドレベル）を手動
で調整することによつて上述の問題点を克服して
いた。したがつて調整操作が煩しかつた。

そこで、以上２つの欠点を克服する目的で、ピ
ツクアツプの位置を検出する検出器を用いずに、
デイスクからの再生信号を用いてデイスクの線速
度一定の回転制御を行なうことができるととも
に、同様にデイスクからの再生信号を用いて、再
生信号のアシンメトリーを補正できるようにする
方法が本出願人により先に提案された（特願昭55
−132523）。

この発明装置の理解を容易にするために先ず、
この先の装置について説明しよう。

この先に提案された装置においては次の点が考
慮されている。

オーデイオPCM信号を記録するに当たつて、
AM変調やFM変調などのキヤリア変調方式にな
らないベースバンドで記録する場合、通常ランレ
ングスリミテツドコード（run length limited
code）の変調方法が用いられる。この変調方法
は「０」又は「１」のデータに関して２つのデー
タの遷移（トランジシヨン）間の最小反転間隔
Tminを長くして記録効率を高くするとともに、
最大反転間隔Tmaxを短いものとして、再生側に
おけるセルフクロツクの容易化を図るものであ
る。

そして、この先の装置では最大又は最小の反転
間隔の、線速度が基準のものとなつているときの
基準値からのずれを検出し、これを情報として速
度サーボ及びアシンメトリーの補正をするように
する。

この場合、最大反転間隔Tmaxを連続する変調
出力は、通常の変調によつては現われないことを
利用して、第２図に示すように、Tmaxが２回連
続するビツトパターンをフレーム同期信号として
いる。そこで、このフレーム同期信号が１フレー
ム期間中に必ず現れることを考慮して最大反転間
隔Tmaxが基準値となるように制御する。

なお、例えば最大反転間隔Tmaxは5.5T（Ｔは
入力データのビツトセルの期間）とされている。

第１図はこの先に提案した再生装置の一例を光
学式信号検出方式のデイスク再生装置に適用した
場合の一例を示すものである。

図において、１は光検出器で、これよりはほぼ
正弦波状になまつた波形の再生PCM信号Spが得
られる。この信号Spはアンプ２を通じて比較回
路３に供給され、スレツシヨールド電圧V_Tと比
較されて、記録信号の「１」「０」に対応した出
力信号S₀が得られ、出力端子１７に導出される。

この出力信号S₀は、また、最大反転間隔Tmax
の第１の検出回路４に供給されるとともに、信号
S₀がインバータ５にて反転された信号₀が最大反
転間隔Tmaxの第２の検出回路６に供給される。
これら第１及び第２の検出回路４及び６は、それ
ぞれ鋸歯状波形成回路４Ａ，６Ａとピークホール
ド回路４Ｂ，６Ｂとからなつている。鋸歯状波形
成回路４Ａは、比較回路３の出力信号S₀の「１」
の区間で一定の傾きをもつてレベルが徐々に増加
する鋸歯状波SA₁を発生する。一方、鋸歯状波形
成回路６Ａは出力信号S₀の「０」の区間で回路４
Ａと同一の傾きをもつてレベルが徐々に増加する
鋸歯状波SA₂を発生する。ピークホールド回路４
Ｂ，６Ｂにおいては各鋸歯状波SA₁，SA₂のピー
クレベルがホールドされる。

これらピークホールド回路４Ｂ及び６Ｂの出力
信号すなわち第１及び第２の検出回路４及び６の
出力信号Vd₁及びVd₂は再生信号中の最大反転間
隔Tmaxの長さと対応するレベルとなる。したが
つてオーデイオPCM信号のビツトセルの所定の
長さをＴとして、5.5Tの反転間隔が検出回路４
又は６に供給されたときのその出力Vd₁又はVd₂
のレベルを速度基準電圧E_Sとし、この速度基準電
圧E_SとVd₁又はVd₂とのレベル差を検出すれば、
記録時の線速度に対するずれの量を検出すること
ができる。この例では、検出回路６の出力Vd₂と
速度基準電圧E_Sとがレベル比較回路７に供給さ
れ、出力端子８に速度制御信号が得られる。この
速度制御信号は、デイスクを回転させるモータの
駆動回路に供給される。こうして、デイスクは線
速度一定で回転するようにされる。

また、検出回路４及び６の出力信号Vd₁及び
Vd₂は減算回路７に供給され、両者の差の出力が
電圧発生回路１０（例えばアンプ）に供給され、
この電圧発生回路１０の出力がスレツシヨールド
電圧V_Tとして比較回路３に帰還される。

この場合、再生信号Spとして前述のようなフ
レーム同期信号が供給されたときについて説明す
ると、比較回路３からは第２図Ａに示す出力信号
S₀が得られ、その反転信号₀は同図Ｂのようなも
のとなる。したがつて、鋸歯状波形成回路４Ａ，
６Ａからは、これら信号S₀，₀のそれぞれの
「１」の区間において、所定の傾斜で徐々にレベ
ルが増大する鋸歯状波SA₁（第２図Ｃ），SA₂（同
図Ｄ）が得られる。

今、アシンメトリーの現象が生じていないと仮
定すると、第２図Ａ及び同図Ｂにおいて実線で示
すように、比較回路３の出力信号S₀の5.5Tの
「０」の区間と5.5Tの「１」の区間とは等しい長
さとなる。出力信号S₀と逆極性の出力信号₀にお
いても、5.5Tの「１」の区間と5.5Tの「０」の
区間とは等しい長さとなる。したがつて鋸歯状波
SA₁のピーク値Vd₁及び鋸歯状波SA₂のピーク値
Vd₂が互いに等しいものとなり、減算回路９の出
力に現れる誤差信号が０となる。このとき電圧発
生回路１０により形成される基準電圧V_Tは、所
定レベルのものとなる。

一方、アシンメトリーの現象のために、第２図
Ａ及び同図Ｂにおいて破線で示すように、出力信
号S₀の「１」の区間のパルス幅が狭くなり、その
「０」の区間のパルス幅が広くなり、出力信号₀
が逆のパルス幅の変化を呈すると、第２図Ｃ及び
同図Ｄにおいて波線で示すように、鋸歯状波SA₁
のピーク値がVd₁′のように下がり、鋸歯状波SA₂
のピーク値がVd₂′のように上昇し、（Vd₁′―
Vd₂′＝−ΔV）なる誤差信号が減算回路９から発
生する。この誤差信号によつて電圧発生回路１０
から生じる基準電圧V_Tのレベルが減少され、ΔV
＝０となるように制御される。また、アシンメト
リーによるパルス幅のずれの方向が第２図と逆で
あると、誤差信号の極性が正となり、基準電圧
V_Tのレベルが上昇するように制御される。

こうして、アシンメトリーによるパルス幅の変
動を除去することができる。

なお、フレーム同期信号として、その変調方式
の最大反転間隔Tmax（上述の例で5.5T）を越え
るような反転間隔のパターンを用いてデータと区
別している場合には、この同期信号のもつ反転間
隔を検出し、保持すれば良い。要するに、再生信
号中に含まれる反転間隔のうちで、最大又は最小
のものを検出し、保持するようになされる。

なお、デイスクが線速度一定の回転をするよう
に引き込まれた後は、さらにワウフラツタのきわ
めて少ない高精度の回転制御を行なうようにされ
ている。

すなわち、比較回路３の出力信号S₀は微分回路
１１に供給されて再生PCM信号S₀中のクロツク
成分が取り出され、これがPLL回路１２に供給
される。このPLL回路１２の出力には再生信号
と同一の時間軸変動を有するビツト周波数の再生
クロツクが得られる。この再生クロツクは位相比
較回路１３に供給されて、水晶発振器１４の出力
が分周器１５で分周されたものと比較され、その
比較出力が出力端子１６に得られ、これがモータ
の駆動回路に供給される。こうしてデイスクは、
線速度一定で、かつ、ワウフラツタが極めて少な
い状態で回転するようにされる。

前述の出力端子８に得られる速度制御信号は、
PLL回路１２が正規の位相クロツクを行なうた
めに用いられる。PLL回路１２は、限られたロ
ツクレンジを有しているので、出力端子８に生じ
る速度制御信号を用いないと、ピツクアツプの走
査位置による大幅な線速度の変化に追従して水晶
発振器１４の出力にデイスクの回転を位相ロツク
できないのである。

この発明は以上述べた先の装置の改良に係わる
もので、速度サーボ系とアシンメトリーを補正す
る制御系とで最大又は最小の反転間隔の検出回路
を両系で共通化できるようにして構成を簡略化で
きるようにしたものである。

以下、この発明の一実施例を図を参照しながら
説明しよう。

第３図はこの発明装置の一例を光学式信号検出
方式のデイスク再生装置に適用した場合の系統図
である。

比較回路３の出力信号S₀はそのままスイツチ回
路２１の一方の入力端に供給されるとともに信号
S₀がインバータ２２により極性反転されてスイツ
チ回路２１の他方の入力端に供給される。一方、
水晶発振器３１の出力信号が分周器３２にて分周
されて、フレーム周期の信号SFXが形成され、
この信号SFXがフリツプフロツプ回路３３に供
給されて、これより１フレーム期間毎に反転する
信号HF（第４図Ａ）が得られる。そして、この
信号HFがスイツチ回路２１に切換信号として供
給され、スイツチ回路２１が例えば信号HFが
「１」のときは一方の入力端側に、信号HFが
「０」のときは他方の入力端側に、それぞれ切り
換えられる。すなわち１フレーム期間毎にスイツ
チ回路２１が一方及び他方の入力端に交互に切り
換えられる。

このスイツチ回路２１の出力信号は最大反転間
隔の検出回路２３に供給される。この検出回路２
３は例えば前述のように鋸歯状波形成回路とピー
クホールド回路とにより構成することができる。
この検出回路２３の出力はスイツチ回路２４に供
給される。このスイツチ回路２４は前述の信号
HFによりスイツチ回路２１と同期して信号HF
が「１」のときは一方の出力端側に、信号HFが
「０」のときは他方の出力端側に、すなわち１フ
レーム期間毎に交互にそれぞれ切り換えられる。

このスイツチ回路２４の一方の出力端に得られ
る信号は電圧発生回路２５（例えばアンプ）に供
給され、その出力電圧がレベル比較回路２６に供
給されて基準電圧E_Sと比較され、その出力電圧に
よりデイスク駆動用モータが制御される。

一方、スイツチ回路２４の他方の出力端に得ら
れる信号は電圧発生回路２７（例えばアンプ）に
供給され、その出力電圧が比較回路３のスレツシ
ヨールド電圧V_Tとして供給される。

再生信号入力端―比較回路３―スイツチ回路２
１―検出回路２３―スイツチ回路２４―電圧発生
回路２５―レベル比較回路２６―モータ駆動回路
の系により速度サーボ系２０Ｖが形成される。一
方、比較回路３―インバータ２２―スイツチ回路
２１―検出回路２３―スイツチ回路２４―電圧発
生回路２７―比較回路３という閉ループによりア
シンメトリー制御系２０Ａが形成される。

次に、例えばフレーム同期信号の部分を例にと
つて、上述のサーボ系２０Ｖ及び制御系２０Ａの
動作を説明しよう。

スイツチ回路２１の入力信号S₀及びその反転信
号₀は第４図Ｂ及びＣに示すようなものとなる。

切換信号HFが「１」の状態である１フレーム
期間TAではスイツチ回路２１及び２４はそれぞ
れ一方の入力端及び一方の出力端に切り換えられ
るので、速度サーボ系２０Ｖが働くことになる。

検出回路２３では入力信号の「１」（正極性）
である最大反転間隔を検出するものであるから第
４図Ｂで示す信号S₀中のフレーム同期信号の正極
性の反転間隔が検出され、その最大反転間隔が
5.5Tとなるように速度サーボがかかり、線速度
一定でデイスクが回転するようにされる。

一方、切換信号HFが「０」の状態である１フ
レーム期間TBではスイツチ回路２１及び２４は
それぞれ他方の入力端及び他方の出力端に切り換
えられるので、アシンメトリー制御系２０Ａが働
くことになる。

この場合には、検出回路２３では信号₀の
「１」の期間したがつて信号S₀の負極性の最大反
転間隔が検出され、この最大反転間隔が5.5Tと
なるようにスレツシヨールド電圧V_Tが制御され
る。

すなわち、信号S₀の正極性の最大反転間隔
Tmaxが5.5Tとなるように速度サーボ系２０Ｖは
働き、一方、信号S₀の負極性の最大反転間隔
Tmaxが5.5Tとなるようにアシンメトリー制御系
２０Ａは働き、つまり両系２０Ｖと２０Ａとが時
分割で動作するようにされて、その結果、最大反
転間隔Tmaxが5.5Tとなるように線速度が所定の
ものとされるとともに、正極性の最大反転間隔と
これと同じ間隔であるべき負極性の最大反転間隔
とが異なつてしまうアシンメトリーが補正され
る。

なお、分周器３２の出力信号SFXは最大反転
間隔検出回路２３に供給されて、スイツチ回路２
１及び２４の切換とほぼ同期して検出回路２３が
リセツトされる。

この例でも、線速度がほぼ一定に引き込まれた
後は、位相サーボ系により、ワウフラツタの少な
い回転をするように考慮されている。その上、こ
の例では、速度サーボ系の時定数を位相サーボ系
の時定数より十分大に選定して、両サーボ出力を
加え合わせてデイスク駆動モータを制御できるよ
うにしている。

すなわち、第３図で３０は位相サーボ系で、３
４は位相サーボ信号形成回路、３５はフレーム同
期信号抽出回路、３６は電圧発生回路である。

フレーム同期信号抽出回路３５には比較回路３
からの信号S₀が供給されるとともにPLL回路１
２からのクロツクパルスが供給される。そして、
この回路３５においては例えば信号S₀の各反転期
間中に一定周期のクロツクパルスがカウントされ
ることによりフレーム同期信号が検出される。す
なわち、最大反転間隔Tmaxが２回続くことが検
出されることによりフレーム同期信号SFが抽出
される。また、この回路３５においては、フレー
ム同期信号SFがドロツプアウト等により欠落し
たときでもそれが補償された状態の信号SFGが
PLL回路１２からのクロツクパルスが分周され
ることにより形成される。すなわち、信号SFG
は信号SFに同期するとともにフレーム周期の信
号となる。

位相サーボ信号形成回路３４には抽出されたフ
レーム同期信号SF、フレーム周期の信号SFG及
び分周器３２からのフレーム周期の基準信号
SFXが供給される。

この位相サーボ信号形成回路３４においては、
フレーム同期信号SFが抽出されないときは位相
サーボ信号の形成はなされないようにされ、フレ
ーム同期信号SFが安定に抽出される状態になつ
たとき、信号SFGと信号SFXが位相比較され、
その比較出力として、両者の位相ずれに応じた信
号が得られる。

この比較出力は電圧発生回路３６に供給され、
その出力電圧が速度サーボ系２０Ｖの電圧発生回
路２５の出力電圧と加算されてレベル比較回路２
６に供給される。抵抗２８及び３７は各出力電圧
を合成するためのものである。

速度サーボ系２０Ｖによつて線速度が所定のも
のになされるまでは、PLL回路１２のロツクレ
ンジが狭いため位相サーボ系３０は働かないよう
にされている。すなわち、線速度が所定のものと
なるまでは、最大反転間隔5.5Tが２度続くフレ
ーム同期信号SFは抽出されない。したがつて、
位相サーボ信号形成回路３４で位相サーボ信号は
形成されず、サーボ系３０は非動作となされる。

そして、線速度が所定のものとされると、フレ
ーム同期信号は安定に抽出されるため位相サーボ
信号が形成され、このサーボ系３０によりモータ
は制御される。

こうして、速度サーボと位相サーボによりモー
タは定常状態においては制御されるものである
が、大きな変動に対しては速度サーボが、小さい
変動に対しては位相サーボがかかる。

次に、この発明装置の具体的実施例を第５図に
示す。

この例では、最大反転間隔検出回路２３におい
て再生信号の最大反転期間の長さが5.5Tである
かどうかの判定をなすには、信号S₀の各反転期間
において再生信号のビツト周波数よりも十分高い
一定周波数のクロツクをカウントすることにより
なす。

第５図で、２３１はこのためのカウンタで、例
えば約34.6MHzのクロツクCPがこのカウンタ２
３１のクロツク端子に供給される。また、２１Ａ
及び２１Ｂはスイツチ回路２１に相当するナンド
ゲートで、信号S₀がそのままナンドゲート２１Ｂ
に供給されるとともに、インバータ２２の出力信
号₀がナンドゲート２１Ａに供給される。また、
フリツプフロツプ回路３３のＱ出力HFがナンド
ゲート２１Ａに、出力がナンドゲート２１
Ｂに、それぞれ供給され、ナンドゲート２１Ａ及
び２１Ｂが１フレーム期間毎に交互に開とされ
る。ナンドゲート２１Ａ及び２１Ｂの出力はアン
ドゲート２１Ｃに供給され、このアンドゲート２
１Ｃの出力はカウンタ２３１のクリア端子に供給
されている。したがつて、信号HFが「１」とな
る１フレーム期間TAにおいては、ナンドゲート
２１Ａが開となり、その出力に信号₀が反転され
た状態の信号すなわち信号S₀に等しい信号が得ら
れ、これがアンドゲート２１Ｃを通じてカウンタ
２３１のクリア端子に供給され、カウンタ２３１
は、信号S₀の「１」の期間で、入力クロツクをカ
ウントし、信号S₀の「０」の期間ではカウント出
力は０のままとなる。また、信号が「１」と
なる１フレーム期間TBにおいてはナンドゲート
２１Ｂが開となり、その出力に信号S₀が反転され
た状態で得られ、これがアンドゲート２１Ｃを通
じてカウンタ２３１のクリア端子に供給されるの
で、カウンタ２３１は信号S₀の「０」の期間で入
力クロツクをカウントし、信号S₀の「１」の期間
ではカウント出力は０のままとなる。

したがつて、カウンタ２３１では、期間TAで
は信号S₀の「１」である反転期間に含まれるクロ
ツクCPの数が、期間TBでは信号S₀の「０」であ
る反転期間に含まれるクロツクCPの数が、それ
ぞれ計数されることになる。

そして、信号S₀又は₀中に、反転期間が5.5T
であるときに含まれるクロツクCPの数分よりも
１クロツク分でも余分にカウントされる反転期間
が存在すると、カウンタ２３１の所定の出力がす
べて「１」となることによりナンドゲート２３２
の出力が「０」になる。すると、このナンドゲー
ト２３２の出力がカウンタ２３１のイネーブル端
子に供給されていることによりカウンタ２３１は
カウント動作が停止されるとともにナンドゲート
２１Ａ，２１Ｂが閉の状態とされて、その後は信
号S₀又は₀によつてはカウンタ２３１はクリアさ
れない。

この状態において、分周器３２からのフレーム
周期の基準信号SFXの立ち上がりでナンドゲー
ト２３２の出力がＤフリツプフロツプ回路２３３
に記憶される。

また、この信号SFXはインバータ２３４を介
して単安定マルチバイブレータ２３５のトリガ端
子に供給され、この単安定マルチバイブレータ２
３５より信号SFXの立ち上がりより若干遅れた
時点で立ち上がる出力M₁が得られ、この出力M₁
がアンドゲート２１Ｃを通じてカウンタ２３１の
クリア端子に供給されることにより、カウンタ２
３１が、ナンドゲート２３２の出力のＤフリツプ
フロツプ回路２３３へのラツチの後、出力M₁の
立ち上がりでクリアされる。すると、ナンドゲー
ト２３２の出力は「１」となり、この出力がカウ
ンタ２３１のイネーブル端子に供給されているこ
とによりカウンタ２３１がカウント可能状態にな
るとともにナンドゲート２１Ａ又は２１Ｂが開と
され、再び再生信号の各反転期間内におけるクロ
ツクCPの数のカウントが開始される。

こうして、Ｄフリツプフロツプ回路２３３には
１フレーム毎にナンドゲート２３２の出力が記憶
される。そして、このとき、その１フレームの期
間内に信号HFの反転基間が5.5Tより長いものが
１つでもあればナンドゲート２３２の出力は
「０」となつている。

２４Ａ，２４Ｂはスイツチ回路２４の一方の出
力端側に相当するアンドゲート、２４Ｃ，２４Ｄ
はスイツチ回路２４の他方の出力端側に相当する
アンドゲートで、Ｄフリツプフロツプ回路２３３
のＱ出力VSがアンドゲート２４Ａ及び２４Ｄに
供給されるとともに、インバータ２４Ｅにて極性
反転されてアンドゲート２４Ｂに供給される。ま
た、Ｄフリツプフロツプ回路２３３の出力
がアンドゲート２４Ｃに供給される。さらに、フ
リツプフロツプ回路３３のＱ出力HFがアンドゲ
ート２４Ａ，２４Ｂに、出力がアンドゲー
ト２４Ｃ，２４Ｄに、それぞれ供給され、ゲート
２４Ａ，２４Ｂは出力HFが「１」である１フレ
ーム期間TAで、ゲート２４Ｃ，２４Ｄは出力
HFが「１」となる１フレーム期間TBで、それ
ぞれ開の状態となる。アンドゲート２４Ａの出力
はオペアンプ２５０の反転入力端子に供給され、
アンドゲート２４Ｂの出力はオペアンプ２５０の
非反転入力端子に供給される。

したがつて、期間TAで、出力VSが「０」で
あるときはオペアンプ２５０より抵抗２５Ｒを通
じてコンデンサ２５Ｃに一定の充電電流が流れ、
出力VSが「１」であるときはコンデンサ２５Ｃ
より抵抗２５Ｒを介して放電電流が流れる。この
場合、コンデンサ２５Ｃと抵抗２５Ｒで決まる時
定数は１フレーム周期よりも十分大きくなるよう
に選定されている。したがつて、コンデンサ２５
Ｃの両端には出力VSが電圧に変換されたものが
得られる。

なお、コンデンサ２５Ｃと並列にダイオード２
９が接続され、図のＰ点が正の電圧にならないよ
うにされている。

この電圧は抵抗２８を通じてレベル比較回路２
６すなわちオペアンプ２６の反転入力端子に供給
される。そして、その非反転入力端子に供給され
ている基準電圧E_Sと比較され、その出力がモータ
に供給される。

デイスクが装置に装填されると、Ｄフリツプフ
ロツプ回路２３３の出力VSは「０」となり、コ
ンデンサ２５Ｃの両端電圧はダイオード２９のた
め、０となる。すると、オペアンプ２６の出力は
電圧E_Sとなつて回転を始める。この回転を始めた
状態から回転速度が定められた線速度より低い速
度である間は、信号S₀中の最大反転間隔は5.5T
より長いから、出力VSは「０」の状態であり、
コンデンサ２５Ｃの両端電圧は「０」であり、し
たがつて、モータの速度は所定の速度近傍まで立
ち上がる。

こうして、所定の線速度近傍まで回転速度が上
昇すると、信号S₀中の最大反転間隔は5.5Tに近
いものとなる。すると、最大反転間隔が5.5Tよ
り小さいときは、出力VSが「１」となり、コン
デンサ２５Ｃより放電電流が流れ、点Ｐの電位は
負電位となり、オペアンプ２６の出力が電圧E_Sよ
り上昇し、モータの回転速度が下げられる。一
方、最大反転間隔が5.5Tより大きくなると、出
力VSは「０」で、コンデンサ２５Ｃに充電電流
が流れて点Ｐの電位は正方向に上昇し、これによ
りモータの回転速度が上げられる。そして、線速
度一定となる定常状態においてはカウンタ２３１
における5.5Tの検出精度に応じてフレーム期間
TA毎に信号VSは「１」「０」を適宜くり返すも
のとなる。したがつて時定数との関連からみれ
ば、コンデンサ２５Ｃの両端電圧は零ボルトとな
る。

なお、ダイオード２９はモータの逆転防止用と
しても働くものである。すなわち、図のＰ点の電
位が正の電圧で、かつ、基準電圧E_Sよりも大きく
なると、アンプ２６の出力が負電圧となるため、
モータは逆転してしまう。しかしながら、この例
の場合、Ｐ点と接地間に図の向きにダイオード２
９が接続されているので、Ｐ点の電位が正の電圧
となるとこのダイオード２９がオンとなり、Ｐ点
の電位は正の電圧とはならず、逆転が防止され
る。

同様にして、アンプ２を通じて得られる信号
HFのデイスクがかかつていないときのカウンタ
２３１の入力信号の極性を選定しておくことによ
りデイスクがかかつていないのにモータが回転し
てしまうのを防止できるものである。

一方、信号が「１」である１フレーム期間
TBでは、次のような制御がされる。すなわち、
Ｄフリツプフロツプ回路２３３の出力VSが「１」
であるとき、すなわち、負極性の最大反転間隔が
5.5Tより大きいときは、アンドゲート２４Ｄの
出力が「１」、アンドゲート２４Ｃの出力が「０」
となる。アンドゲート２４Ｃの出力はオペアンプ
２７０の反転入力端子に供給され、アンドゲート
２４Ｄの出力はオペアンプ２７０の非反転入力端
子に供給されているので、このオペアンプ２７０
の出力は、このときは正出力となるので、抵抗２
７Ｒを通じてコンデンサ２７Ｃに充電電流が流れ
る。一方、負極性の最大反転間隔が5.5Tより小
さいときはアンドゲート２４Ｃの出力が「１」、
アンドゲート２４Ｄの出力が「０」となる。した
がつて、オペアンプ２７０の出力は負となるの
で、コンデンサ２７Ｃより抵抗２７Ｒを通じて放
電電流が流れる。コンデンサ２７Ｃの両端電圧
V_Tは比較回路３のスレツシヨールド電圧とされ
る。こうして、この電圧V_Tは負極性の最大反転
間隔が5.5Tとなるように制御される。

なお、この場合、コンデンサ２５Ｃの充放電電
流をiv、コンデンサ２７Ｃの充放電電流をia、コ
ンデンサ２５Ｃ及び２７Ｃの容量をそれぞれCv、
Caとしたとき、 iv×１／Cv≫ia×１／Ca となるように選定される。発振を防止するためで
ある。

次に位相サーボ系３０について説明するに、フ
リツプフロツプ回路３４１，３４２、アンドゲー
ト３４３、Ｄフリツプフロツプ回路３４４は、位
相サーボ信号を形成するためのものである。すな
わち、分周器３２からのフレーム周期の信号
SFXがフリツプフロツプ回路３４１に供給され、
これより信号SFXの立ち上がりの時点で状態を
反転する信号F₁が得られる。また、フレーム周
期の信号SFGがフリツプフロツプ回路３４２に
供給されて、これより信号SFGの立ち上がりの
時点で状態を反転する信号F₂が得られる。両信
号F₁及びF₂はアンドゲート３４３の一方及び他
方の入力端に供給され、これより両信号F₁及び
F₂の位相差に応じたパルス幅の信号A₁が得られ
る。この信号A₁はアンドゲート３６１及び３６
２に供給される。一方、Ｄフリツプフロツプ回路
３４４において、信号F₂の状態が信号F₁の立ち
上がりの時点でサンプリングされる。

信号SFX及び信号SFGが第６図Ｌ及びＭに示
すように、両者の位相差が180゜となつたとき、信
号SFXと信号SFGは位相差がない状態であると
ともにアンドゲート３４３の出力A₁が常に「０」
となる。つまり、位相サーボ系３０は信号SFX
と信号SFGが第６図Ｌ及びＭに示すような状態
になるように働くものである。

そして、例えば信号SFX及び信号SFGが第６
図Ａ及びＣに示すようなもので、フリツプフロツ
プ回路３４１及び３４２の出力F₁及びF₂が同図
Ｂ及びＤに示すように位相差が180゜の状態よりも
図のようにずれているときは、Ｄフリツプフロツ
プ回路３４４の出力は同図Ｆに示すように「０」
になるとともにアンドゲート３４３の出力A₁は
同図Ｅに示すようにずれ量に応じたパルス幅のパ
ルスが得られる。

したがつて、このときはアンドゲート３６１の
出力A₂は同図Ｇに示すように「０」となるが、
アンドゲート３６２の出力A₃として同図Ｈに示
すように位相ずれに応じたパルス幅のパルスが得
られ、アンプ３６０より抵抗３６Ｒを通じてコン
デンサ３６Ｃに充電電流が流れ、コンデンサ３６
Ｃの両端電圧が上昇する。

一方、信号SFX及びSFGが第６図Ａ及びＣの
状態で両者が入れ替わつたものとなるときは、ア
ンドゲート３４３の出力の状態は変わらないが、
Ｄフリツプフロツプ回路３４４の出力UDが同図
Ｉに示すように「１」となる。

したがつて、このときはアンドゲート３６１の
出力A₂に、同図Ｊに示すように位相ずれに応じ
たパルス幅のパルスが得られ、アンドゲート３６
２の出力A₃は同図Ｋに示すように「０」となり、
コンデンサ３６Ｃより抵抗３６Ｒを通じて放電電
流が流れる。

こうして信号F₁及びF₂が位相差180゜となるよう
に、したがつて、コンデンサ３６Ｃの両端電圧が
零ボルトになるようにモータ速度が制御される。

この場合、コンデンサ３６Ｃと抵抗３６Ｒとで
決まる時定数はコンデンサ２５Ｃと抵抗２５Ｒと
で決まる時定数よりも十分小さく選定されてい
る。したがつて、速度サーボ系２０Ｖにより線速
度一定に引き込まれた後は、位相サーボ系３０に
より再生信号から抽出されたクロツクに位相ロツ
クされて回転するとともに、速度サーボがかかつ
ているので、大きな変動に対してはこの速度サー
ボが働くことになる。

速度サーボ系２０Ｖにより回転速度が線速度一
定にされるまでは、前述したように、位相サーボ
系３０は働かないようにされるのであるが、これ
は次のようにして実現される。

すなわち、カウンタ４１はそのためのもので、
そのクリア端子には信号S₀から抽出されるフレー
ム同期信号SFが供給され、クロツク端子にはこ
れとほぼ同期したフレーム周期の信号SFGが供
給される。線速度一定に引き込まれるまでは、前
述のようにフレーム同期信号SFは抽出されない
ため、信号SFGのみが抽出回路３５より得られ
る。したがつて、この信号SFGがカウンタ４１
でカウントされ始めるが、ノイズ等の影響を考慮
して、このカウンタ４１で信号SFGが例えば８
個連続してカウントされてカウント値が「８」に
なると、その出力Q_Dが「１」となる。このカウ
ンタ４１の出力Q_Dはインバータ４２を介してア
ンドゲート３６１及び３６２に供給されている。
したがつて、出力Q_Dが「１」のときはアンドゲ
ート３６１及び３６２は閉じられた状態になり、
位相サーボ系２０は働かないのである。

そして、線速度一定に引き込まれると、抽出回
路３５よりフレーム同期信号SFが抽出されるの
で、カウンタ４１はこれによりクリアされ、出力
Q_Dは「０」の状態のままとなる。したがつて、
アンドゲート３６１，３６２が開の状態となつて
位相サーボ系３０が動作を開始するのである。

なお、一旦、線速度一定に引き込んだ後に、ド
ロツプアウト等によりフレーム同期信号SFが連
続して８個以上欠落してしまうようなときは速度
サーボ系２０Ｖ及びアシンメトリー制御系２０Ａ
が誤動作するおそれがある。このため、この例に
おいては次のようにされている。

すなわち、カウンタ４１の出力Q_Dの立ち上が
りにより単安定マルチバイブレータ４３がトリガ
され、そのＱ出力が「１」になる。そしてこのＱ
出力と出力Q_Dとがナンドゲート４４に供給され
る。このナンドゲート４４の出力はアンドゲート
２４Ａ〜２４Ｄに供給される。したがつて、フレ
ーム同期信号SFが得られなくなつたときは、単
安定マルチバイブレータ４３の時定数分の期間ナ
ンドゲート４４の出力が「０」になるためアンド
ゲート２４Ａ〜２４Ｄが閉じられ、両系２０Ｖ及
び２０Ａが誤動作してしまうのが防止される。

そして、一定時間経過後は速度サーボ系２０Ｖ
及びアシンメトリー制御系２０Ａは復帰する。

以上のようにして、この発明によれば、最大反
転間隔または最小反転間隔を検出する検出回路を
共通化するとともに、速度サーボ系２０Ｖとアシ
ンメトリー制御系とを時分割で動作させ、しかも
速度サーボ系２０Ｖとアシンメトリー制御系２０
Ａとを最大又は最小の反転間隔の正極性の期間
と、負極性との期間とで切り換わるようにしたの
で、構成が非常に簡略化されるものである。

この場合において、速度サーボ系はデイスクに
対するピツクアツプの走査位置が半径方向の内側
から外側に向かつて変わる場合に、これに応じて
大きく変える必要があるが、アシンメトリー制御
系はデイスク自体の問題であつて、再生位置が変
わつてもほとんど変化しないものである。したが
つて、両者を共通になす場合には、両系の時定数
は自ずと異なるものであるから、系が発振してし
まうことはない。

【図面の簡単な説明】

第１図は先に提案したデイスク再生装置の一例
の系統図、第２図はその動作の説明のための波形
図、第３図はこの発明装置の一例の系統図、第４
図はその動作の説明のための波形図、第５図はそ
の要部の具体的回路例を示す回路図、第６図はそ
の説明のための波形図である。３は波形変換用の比較回路、２０Ｖは速度サー
ボ系、２０Ａはアシンメトリー制御系、２１及び
２４は速度サーボ系２０Ｖとアシンメトリー制御
系２０Ａとを時分割で動作させるためのスイツチ
回路、２３は最大反転間隔検出回路である。

Claims

【特許請求の範囲】１ランレングスリミテツドコードで変調された
PCM信号が線速度一定で記録されたデイスクか
ら上記PCM信号を再生する装置において、上記デイスクから再生された信号を所定のスレ
ツシヨールド電圧と比較し波形変換するための比
較回路と、信号の反転間隔を検出する反転間隔検出回路
と、この反転間隔検出回路において、上記波形変換
された信号の正極性の反転間隔を検出するとき
と、負極性の反転間隔を検出するときとを時分割
的に切り換えるための切換手段と、上記検出された正又は負極性の一方の反転間隔
に基づいて上記デイスクの線速度を制御する速度
サーボ回路と、上記検出された正又は負極性の他方の反転間隔
に基づいて上記デイスクから再生された信号のア
シンメトリーを補正すべく上記スレツシヨールド
電圧を制御するアシンメトリー制御系とを備えた
デイスク再生装置。