JPS63133706A - 平衡変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は周波数変換等に使用される平衡変調器に関し
、特にそのキャリアリークの低減に関する。

（従来の技術〕 第４図は２組の平衡変調器を出力側で極性が反転するよ
うに接続して成る従来の２重平衡形の平衡変調器を示す
。図においてＳＧ１は変調波入力信号、ＳＧ２は搬送波
入力信号、ＩＮｌ、ＩＮ２はこれら入力信号ＳＧ１．Ｓ
Ｇ２の入力端子、ＯＵＴは被変調出力信号の出力端子、
ｖｏｏは電１１！電圧、Ｑ、Ｇ３．Ｇ４は１組の平衡変
調器を構成するトランジスタ、Ｑ　　、Ｇ５．Ｇ６は他
の１組の平衡変調器を構成するトランジスタであり、ト
ランジスタＱ１とＧ２．Ｇ３とＧ４．Ｑ、と０６はそれ
ぞれ差動対を成すよう接続されている。Ｒ１、Ｒ２はそ
れぞれトランジスタＱ１．Ｑ２に流れる電流を制限する
ための抵抗、Ｒ、ＲおよびｖｌはトランジスタＱ１．Ｑ
２から成る差動対にバイアスを与えるための抵抗および
定電圧、Ｒ５はトランジスタＱ、Ｑ５に流れる電流によ
り電圧降下を生じて出力レベル（図示の回路ではこの出
力は取出されていない）を決めるための抵抗、Ｒはトラ
ンジスタＱ４．Ｑ６に流れる電流により電圧降下を生じ
て出力端子ＯＵＴの出力レベルを決めるための抵抗、Ｒ
、ＲおよびＶ２はトランジスタＱ３．Ｑ４およびＱ５．
Ｑ６から成る２つの差動対にバイアスを与えるための抵
抗および定電圧、Ｒ９，ｖ３は変調波入力信号ＳＧ１に
適当な直流オフセットを与えるための抵抗および可変電
圧、Ｃ，Ｃ２は入力信号ＳＧ１．ＳＧ２のｔ＠音成分除
去のための容憬、１１は定電流源である。

次に動作を説明する。搬送波入力信号ＳＧ２がトランジ
スタＱ３．Ｑ６のベースに与えられることにより、トラ
ンジスタＱ、Ｑ４およびＱ５゜Ｑ６から成る２組の差動
対において、搬送波入力信号ＳＧ２の半周期ごとに、ト
ランジスタＱ３゜Ｑ６の組およびＱ４．Ｑ５の組が交互
にオン、オフを繰り返す。一方、変調波人力信＠ＳＧ１
がトランジスタＱ１のベースに与えられることにより、
トランジスタＱ１．Ｑ２から成る差動対にＪ５いて、ト
ランジスタＱ１．Ｑ２は逆の関係に導通（すなわらトラ
ンジスタＱ、は変調波入力信号ＳＧＩの信号レベルに比
例、トランジスタＱ２は逆比例して導通）する。出力端
子ＯＵＴからの出力信号はトランジスタＱ４．Ｑ６のコ
レクタから取出されるので、トランジスタＱ４＋０５オ
ン（搬送波入力信号ＳＧ２の半周期）のときは出力信号
はトランジスタＱ４．Ｑ１を通じて流れる電流に依存し
、トランジスタオフＱ３．Ｑ６オン（搬送波入力信号Ｓ
Ｇ２の残りの半周期）のときは出力信号はトランジスタ
Ｑ６．Ｑ２を通じて流れる電流に依存する。したがって
出力端子ＯＵＴからの出力信号は、図示のように、変調
波入力信号ＳＧ１を搬送波入力信号ＳＧ２の半周期ごと
に反転した被変調波として得られる。

いま変調波入力信号ＳＧ１の周波数をｆ　１搬送波入力
信号ＳＧ２の周波数をｆ２とすると、出力端子ｏ　ｕ−
ｒにはｆ１＋ｆ２　、ｆｌ−ｆ２の２つの周波数成分を
持つ信号が出力され、入力信号のｆ、ｆ２の周波数成分
は出力されない、しかしながらこれは、回路を構成する
トランジスタや抵抗等の素子が全く同じ特性を持つとし
た理想状態でのことであり、現実にはオフセットと呼ば
れる素子特性の差が存在し、このため出力端子ＯＵＴか
らの被変調出力はｆ　　＋ｆ　　、ｆ　　−ｆ　　、ｆ
ｌ　　２　１　２ １、ｆ２の４つの周波数成分を持つようになる。

一般に変調波入力信号ＳＧ１をシグナルと呼び、搬送入
力信号ＳＧ２をキャリアと呼ぶため、被変調出力のｆ　
成分をシグナルリーク、ｆ２成分をキャリアリークと呼
んでいる。

シグナルリークは、例えば２組の平衡変調器におけるト
ランジスタＱ４．Ｑ、が搬送波入力信号８Ｇ２の半周期
ごとに交互に十分に遮断されない場合に生じ、このとき
変調波入力信号ＳＧ１の遮断が不十分となるため、出力
端子ＯＵＴには変調波入力信号ＳＧ１のｆ１成分がその
ままかすかに環われることになる。またキャリアリーク
は、例えば変調波入力信号ＳＧ１の無信号時すなわち被
変調出力の無信号時に２組の平衡変調器におけるトラン
ジスタＱ１．Ｑ２のコレクタ電流に差かある場合に生じ
、このとき搬送波入力信号ＳＧ２によるトランジスタＱ
、Ｑ６のスイッチングによす、無信号時に出力端子０ｔ
ＪＴに導通される出力信号は上記電流差に応じた差のあ
る電圧を周波数ｆ２で繰り返すのでフラットでなくなり
、搬送波入力信号ＳＧ２のｆ２成分を含むことになる。

（発明が解決しようとする問題点） ＶＴＲの再成時を例にとると、変調波入力信号ＳＧ１と
して低域変換搬送色信号（周波数は４０ｆ：ｆ、、は水
平周波数）が入力され、搬送波人力信号ＳＧ２として４
．２１ＭＨｚ　（３，５８Ｍ１（Ｚ＋４０ｆＨ）の信号
が入力される。従って被変調出力としては、４．２１Ｍ
Ｈｚ＋４Ｏｆ、。

４．２１ＭＨｚ−４Ｏｆ、、（Ｄ周波教戒分が出力サレ
ル。コノう’３４　、２１　Ｍ　ＨＺ　　４０　ｆ　ｕ
　＝　３　。

５８ＭＨｚ成分をバンドパスフィルタでとり出し、再生
色信号として出力する。その際、キャリアリークがある
と、再生色信号の３．５８ＭＨ２に対し搬送波入力信号
ＳＧ２の周波数が４．２１ＭＨ２と近いため、これがバ
ンドパスフィルタを通過し、再生画面にななめ縞となっ
て現われる。

これを防ぐため従来は、可変電圧■１および抵抗Ｒ９よ
り成る角変電圧源を手動調整し、変調波入力信号ＳＧＩ
に直流オフセットを与えて無信号時のトランジスタＱ、
Ｑ２のコレクタ電流ができるたけ等しくなるようにし、
キャリアリークを視感上問題にならないレベルまで低減
していた。

しかしながらこの方法は、手動調整であるため面倒であ
る上、経時変化により各素子の特性が変化した場合には
再度調整し直さなければならず、煩雑であるという問題
があった。

この発明はこのような問題点を解決するためになされた
もので、キャリアリークを自動的に低減させることので
きる平衡変調器を得ることを目的とする。

（目的を達成するための手段） この発明にかかる平衡変調器は、２組の平衡変調器を出
力側で極性が反転するように接続して成る２重平衡形の
平衡変調器において、被変調出力の無信号期間の出力振
幅を検出する手段と、該検出手段の検出出力に応答して
変調波入力に直流オフセットを与え、前記無信号期間の
出力振幅を低減さける手段とを設けたものである。

〔作用〕

この発明において、被変調出力の無信号期間の出力振幅
を検出する手段により、キャリアリークの大−きざが自
動的に検出される。そして検出されたキャリアリークの
大きさに応じて変調波入力に直流オフセットが与えられ
、このフィードバックループを通じて、無信号期間の出
力振幅の低減、すなわちキャリアリークの低減が図られ
る。

〔実施例〕

第１図はこの発明による平衡変調器の一実施例を示す回
路図である。図において点線のブロック１は、平衡変調
器からの被変調出力の無信号期間における出力振幅を検
出するための振幅検波器であり、他の構成は第４図の従
来回路と同様である。

ただし可変電圧■　および抵抗Ｒ９から成る可変電圧源
に代え、変調波入力信号ＳＧ１に大きな直流オフセット
を固定的に与えて意図的にキャリアリークを生じさせて
おくための定電圧■４を、抵抗Ｒと定電圧■　、抵抗Ｒ
４の接続点との間に挿入している。

振幅検波器１において、Ｑ７．Ｑ８は平衡変調器の被変
調出力を両波整流するための差動対トランジスタ、ＳＷ
はサンプリングパルスＳＰに応答して閉じるスイッチ、
Ｒｌｏ、Ｑ３はローパスフィルタを構成する抵抗および
容量、Ｑ９　、Ｑ１０．は振幅検波出力を基準電圧■５
と比較するための差動対トランジスタ’　Ｑｌｌ、Ｑ１
２はトランジスタＱ９のコレクタ電流により駆動される
カレントミラーを構成するトランジスタ、１２．１３は
定電流源である。

次に動作を説明する。振幅検波器１には以下に説明する
ようなサンプリングパルスＳＰが入力され、このサンプ
リングパルスＳＰの“ト１”期間のみスイッチＳＷが閉
じて回路が動作するように構成しである。

第２図はこのサンプリングパルスＳＰと、平衡変調器か
らの被変調出力のタイミングを示す。例えばＶＴＲにお
いて、平衡変調器から出力される色信号は第２図（ａ）
に示すようにバースト信号部Ｂとクロマ信号部Ｃとから
成り、その間には無信号期間が存在する。主１シリアリ
ークがある場合、この無信号期間に搬送波入力信号Ｓ　
Ｇ　２の周波数成分（以下キャリア成分という）が現わ
れるため、それを検出すべく、サンプリングパルスＳＰ
は第２図（ａ）に示すように、クロマ信号部Ｃとバース
ト信号部Ｂとの中間のタイミングで“Ｈ１１となるパル
スとする。また第２図（ｂ）に示すように、垂直帰線消
去期間にも信号は存在しないため、この期間に“Ｈ”と
なるサンプリングパルスとしてもよい。すなわちサンプ
リングパルスＳＰとしては、第２図（ａ）に示すパルス
と第２図（ｂ）に示すパルスのどちらか一方を使用する
か、または両名を併用してもよい。

第１図のスイッチＳＷは上述したサンプリングパルスＳ
Ｐを受けてその“Ｈ”期間のみ閉成され、この期間すな
わち平衡変調器からの被変調器出力の無信号期間のみ振
幅検波器１は能動化される。

いまトランジスタＱ７のベースにはトランジスタＱ、Ｑ
５のコレクタから導出される平衡変調器出力が与えられ
、トランジスタＱ８のベースにはトランジスタＱ４．Ｑ
６のコレクタから導出される平衡変調器出力が与えられ
ていて、これらの平衡変調器出力は互いに逆相の関係に
あるので、キャリアリークがある場合には上記無信号期
間において、トランジスタＱ７．Ｑ８のベースには互い
に逆相のキャリア成分が印加されることになる。

そしてトランジスタＱ７．Ｑ８のスイッチングにより、
結果としてその共通エミッタにはキャリア成分を両波整
流した信号が得られる。

この信号はスイッチＳＷを介して、抵抗Ｒ１ｏ。

容ｆｆ１ｃ３より成るローパスフィルタに加えられ、平
滑されて直流電圧（すなわち振幅検波出力）となってト
ランジスタＱ９のベースに与えられる。

したがってトランジスタＱ９のベース電圧はキャリアリ
ーク量に応じて変化し、その値はキャリアリーク量が多
いほど高くなる。この電圧値は、トランジスタＱ９　、
Ｑ１０から成る差動対において、トランジスタＱ１ｏの
ベースに与えられている基準電圧ｖ５と比較される。

初期状態では、前述したように定電圧ｖ４により強制的
に直流オフセットを与えて大きなキャリアリークを意図
的に生じさせているので、トランジスタＱ９のベース電
位は基準電圧Ｖ５よりも高く、トランジスタＱ９に大き
なコレクタ電流が流れる。これを受けて、トランジスタ
Ｑ１１”　１２より成るカレン］・ミラーを介してトラ
ンジスタＱ２のベースにＴｉ源■ｃｃから電流が供給さ
れ、トランジスタＱ２のベース電位が上昇する。この変
化は定電圧ｖ４による直流オフセットを解消する方向に
向うものであり、応じてキャリアリーク量が低減して、
トランジスタＱ９のベース電位が低下づる。このような
フィードバックループを形成することにより、基準電圧
■５で規定されるわずかなキャリアリークを生じた状態
でこの回路は安定状態となる。

なお基準電圧■５を余りに零に近付は過ぎると、トラン
ジスタＱ２のベース電位がトランジスタＱ１のベース電
位を越えて大きくなる領域に突入する危険性があり、一
旦そうなるとこの領域ではトランジスタＱ２のベース電
位のＦ界は直流オフセットの増大、すなわちキャリアリ
ークの増大をもたらすように作用するので、上記フィー
ドバックループによりトランジスタＱ２のベース電位は
安定点なく上昇してしまうことになり不都合である。

したがって基準電圧ｖ５は、生じるキャリアリークが実
際上問題とならないできるだけ大きな値としておくのが
好ましい。

第３図はこの発明による平衡変調器の他の実施例を示す
回路図である。図において点線のブロック２は、平衡変
調器からの被変調出力の無信号期間における出力振幅を
検出するための同期検波器であり、他の構成は第４図の
従来回路と同様である。ただし可変電圧■　および抵抗
Ｒ９から成る可変電圧源は取外しである。

同期検波器２において、Ｑ１３．Ｑ１４は互いに逆相の
被変調出力を取出すためのエミッタフォロワトランジス
タ、Ｑ１５〜Ｑ２０およびＲ１１は上記取出された被変
調出力の無信号期間においてキャリアリークを同期検波
するためのトランジスタおよび抵抗で、トランジスタＱ
１５と０１６、Ｑ１７とＱ１８、Ｑ１９とＱ２ｏはそれ
ぞれ差動対を構成している。またＱ２１はキャリアリー
クの同期検波出力を取出すためのエミッタフォロワトラ
ンジスタ、１４〜１７は定電流源である。他の構成は第
１図の振幅検波器１と同様であるが、トランジスタＱ１
１．Ｑ１２から成るカレントミラーにおいて、トランジ
スタＱ１２はトランジスタＱ１０のコレクタ電流の経路
に挿入されている。

次に動作を説明する。同期検波器２には上述したような
サンプリングパルスＳＰが入力されており、このサンプ
リングパルスＳＰの“”Ｈ”１１１１間のみスイッチＳ
Ｗが閉じて、平衡変調器からの被変調出力の無信号期間
のみ回路が動作するように構成しである。この無信号期
間にキャリアリークがあると、トランジスタＱ１５〜Ｑ
２０および抵抗Ｒ１１によりキャリア成分が同期検波さ
れ、トランジスタＱ２１のベースには出力端子ＯＵＴに
現われるキャリア成分の位相に応じ“Ｈ″または“Ｌ”
の電圧が現われる。これを以下に説明する。

キャリアリークにより出力端子ＯＵＴに現われるキャリ
ア成分が搬送波入力信号ＳＧ２と同相であるとすると、
この関係が成り立つためには、搬送波入力信号ＳＧ２が
零より大きくてトランジスタＱ３．Ｑ６がオンする半周
期では、トランジスタＱ６に流れる電流（すなわちトラ
ンジスタＱ２のコレクタ電流）は、トランジスタＱ４．
Ｑ５がオンする次の半周期にトランジスタＱ４に流れる
電流（すなわちトランジスタＱ１のコレクタ電流）より
も小さく、抵抗Ｒ６による電圧降下が次の半周期よりも
小さく（すなわち出力端子ＯＵＴの電位は次の半周期よ
りも高く）なければならない。

このことから、キャリアリークによってこのようなキャ
リア成分の位相が現われるときには、無信号時において
トランジスタＱ１のベース電圧に比ベトランジスタＱ２
のベース電圧が不足している状態にあることがわかる。

一方、同期検波器２において、搬送波入力信号ＳＧ２が
零より大きい半周期ではトランジスタＱ１□、Ｑ２ｏは
オン、Ｑ１８．Ｑ１９はオフである。またこのとき、と
述のキャリア成分の位相であればこの半周期では出力端
子ＯＵＴに高い電圧が現われるので、トランジスタＱ１
５のベース電位がトランジスタＱ１６のベース電位より
も高く、トランジスタＱ１５がオンする。したがって電
流はトランジスタＱ１□、Ｑ１５を通じて流れ、抵抗Ｒ
１１には流れず、電圧降下が生じないのでトランジスタ
Ｑ２１のベース電位はＨ″になる。

搬送波入力信号ＳＧ２が零より小さい半周期に入ると、
トランジスタＱ４．Ｑ５がオンし、抵抗Ｒ６にはトラン
ジスタＱ４．Ｑ１を通じて前の半周期よりも大きな電流
が流れるので、その電圧降下により出力端子ＯＵ王の電
位は低くなる。このとき同期検波器２では、トランジス
タＱ１８．Ｑ１９はオン、トランジスタＱ１１．Ｑ２ｏ
はオフする。またトランジスタＱ１５のベース電位がト
ランジスタ０１６のベース電位よりも低くなるので、ト
ランジスタ０１６がオンする。したがって電流はトラン
ジスタＱ１９．Ｑ１６を通じて流れ、抵抗Ｒ１１には流
れず、電圧降下が生じないでトランジスタＱ２１のベー
ス電位はやはり“Ｈ”のままである。

一方、上述とは逆に、キャリアリークにより出力端子０
ＬＪＴに現われるキャリア成分の位相が搬送波入力信号
ＳＧ２と逆相であるときには、Ｌ述したのと全く逆の動
作により、抵抗Ｒ１１には常に大きな電流が流れ続け、
その電圧降下によりトランジスタＱ２１のベース電位は
常に１　ｌ−ＩＩとなる。

このときは上述とは逆に、無信号時においてトランジス
タＱ１のベース電圧に比ベトランジスタＱ２のベース電
圧が高過ぎる状態にある。

キャリアリークがないときには無信号時において常にト
ランジスタＱ１５．Ｑ１６のベース電圧は等しくなるの
で、トランジスタ０１７〜Ｑ２０のスイッチングにかか
わらず抵抗Ｒ１１には上記の中間の電流が流れ続け、ト
ランジスタＱ２１のベース電位は“Ｈ″、Ｌ”の中間の
ｆｉｆｉ（以下これを“Ｍ”という）となる。

このような“トビ′、“Ｌ″、Ｍ”の電圧値はエミッタ
フォロアトランジスタＱ２１、スイッチＳＷおよび、抵
抗Ｒ１ｏおよび容量Ｃ３から成る口〜バスフィルタを介
して、トランジスタＱ９のベースに与えられる。トラン
ジスタＱ、Ｑ１ｏがら成る比較回路において、基準電圧
ｖ５はＭ″と平衡するように設定してあり、したがって
トランジスタＱ９のベース電位が“Ｈ”のときはトラン
ジスタＱ９がトランジスタＱＩＯよりも多く導通する。

トランジスタＱ１１．Ｑ１□から成るカレントミラーに
よりｉ・ランジスタＱ、ｏのコレクタにはトランジスタ
Ｑ、のコレクタＴｉ流と同じ電流が供給されるので、ト
ランジスタＱ１ｏのコレクタｆｆ１ｌとして必要なもの
以外の余分の電流がトランジスタＱ２のベースへ流れ、
該ベース電位を押上げる。この変化はトランジスタＱ２
のベース電位の不足を解消し、応じてキャリアリークは
低減される。

一方トランジスタＱ９のベース電位が“Ｌ゛′のときは
、トランジスタＱ１０がトランジスタＱ９よりも多く導
通し、トランジスタＱ１ｏのコレクタ電流の不足分がト
ランジスタＱ２のベースから吸込まれて、該ベース電位
を低下させる。この変化はトランジスタＱ２の高過ぎる
ベース電位を解消し、応じてキャリアリークは低減され
る。

そして、このようにフィードバックループを形成するこ
とにより、キャリアリークのない“Ｍ″の電位がトラン
ジスタＱ９のベースに与えられたときにトランジスタＱ
９　、Ｑ１０のコレクタ電流は平衡し、トランジスタＱ
２のベースへは電流が流れず、この回路は安定する。

このように無信号ｗ４間の出力振幅の検出を同期検波方
式により行なうことにより、上述した振幅検波方式の場
合と異なりキャリアリーク量を完全に零に抑えることが
可能となる。またキャリア成分のみの振幅を検出するこ
とができ、キャリア以外の成分により乱されることなく
、安定かつ正確にキャリア成分の振幅を検出できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によれば、被変調出力の
無信号期間の出力振幅を検出し、この検出出力に応じて
出力振幅が減少するように変調波入力に直流オフセット
を与えるようにフィードバックループを形成したので、
キャリアリークを自動的に低減さけることのできる平衡
変調器が得られる。

【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図はサ
ンプリングパルスの説明図、第３図はこの発明の他の実
施例を示す回路図、第４図は従来の平衡変調器を示す回
路図である。 図において、ＳＧＩは変調波入力信号、ＳＧ２は搬送波
入力信号、ＯＵＴは被変調出力端子、１は振幅検波器、
２は同期検波器である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人　　　大　　岩　　増　　雄 （ｂ） 第４図 １、事件の表示　　　特願昭 ６１−２８１２０３号 ２、発明の名称 ￥４ｖ慕 ３、補正をする者 代表者志岐守哉 ５、補正の対象 明ｍ占の発明の詳細な説明の欄 ６、補正の内容 （１）　　明細書の第３頁第１２行の「雑音成分除去の
ための８ロ」を［直流成分を除去するための結合容量」
に訂正する。 （２）　　明細書の第７頁第４行の「可変電圧ｖ１を「
可変電圧■３」に訂正する。 以上

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）２組の平衡変調器を出力側で極性が反転するよう
   に接続して成る２重平衡形の平衡変調器において、被変
   調出力の無信号期間の出力振幅を検出する手段と、該検
   出手段の検出出力に応答して変調波入力に直流オフセッ
   トを与え、前記無信号期間の出力振幅を低減させる手段
   とを設けたことを特徴とする平衡変調器。
2. （２）被変調出力の無信号期間の出力振幅を検出する手
   段は、前記無信号期間を示すサンプリング信号に応答し
   て動作する振幅検波器を含む、特許請求の範囲第１項記
   載の平衡変調器。
3. （３）被変調出力の無信号期間の出力振幅を検出する手
   段は、前記無信号期間を示すサンプリング信号に応答し
   て動作する同期検波器を含む、特許請求の範囲第１項記
   載の平衡変調器。