JPH0410810A - Ｆｍ変調器 - Google Patents
Ｆｍ変調器Info
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- JPH0410810A JPH0410810A JP11350390A JP11350390A JPH0410810A JP H0410810 A JPH0410810 A JP H0410810A JP 11350390 A JP11350390 A JP 11350390A JP 11350390 A JP11350390 A JP 11350390A JP H0410810 A JPH0410810 A JP H0410810A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 12
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
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- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
の１
本発明は、広帯域ＦＭ記録を行なうビデオテープレコー
ダ（以下ｒＶＴＲＪという）をはじめとする各種の電子
機器に使用されるＦＭ変調器に関する。
ダ（以下ｒＶＴＲＪという）をはじめとする各種の電子
機器に使用されるＦＭ変調器に関する。
従】（０１ｄ１
一般にＦＭ変調器の出力信号（以下ｒＦＭ変調出力信号
」という）に含まれる歪成分は障害の原因となる。例え
ばハイビジョン用ＶＴＲでは、上下両側波帯成分を使用
する広帯域ＦＭ記録を行なっているので、ＦＭ変調出力
信号の２次歪成分は信号帯域内となり、２次歪成分が発
生すると画質が劣化する。このため広帯域ＦＭ変調にお
いては、ＦＭ変調出力信号に含まれる２次歪成分を除去
する必要がある。そこで、従来の広帯域ＦＭ変調器では
、この２次歪成分を低減するため、手動で可変抵抗を操
作することによってＦＭ変調出力信号のデユーティ比が
５０％となるように調整していた。このような従来のＦ
Ｍ変調器の一例（以下「従来例」という）を第２図に示
す。
」という）に含まれる歪成分は障害の原因となる。例え
ばハイビジョン用ＶＴＲでは、上下両側波帯成分を使用
する広帯域ＦＭ記録を行なっているので、ＦＭ変調出力
信号の２次歪成分は信号帯域内となり、２次歪成分が発
生すると画質が劣化する。このため広帯域ＦＭ変調にお
いては、ＦＭ変調出力信号に含まれる２次歪成分を除去
する必要がある。そこで、従来の広帯域ＦＭ変調器では
、この２次歪成分を低減するため、手動で可変抵抗を操
作することによってＦＭ変調出力信号のデユーティ比が
５０％となるように調整していた。このような従来のＦ
Ｍ変調器の一例（以下「従来例」という）を第２図に示
す。
第２図は広帯域ＦＭ記録を行なうＶＴＲの記録系におい
て用いられているＦＭ変調器を示す回路図である。本Ｆ
Ｍ変調器では、この図に示すように、入力端子（ａｌ）
（Ｃ２）及び出力端子（ｂｌ）（ｂ２）を有する差動増
幅器（１）の入力端子（ａｌ）と出力端子（ｂｌ）の間
にコンデンサ（Ｃ３）を、入力端子（Ｃ２）と出力端子
（ｂ２）の間にコンデンサ（Ｃ４）を、それぞれ接続し
て非安定マルチバイブレータを構成している。また、差
動増幅器（１）の入力端子（ａｌ）（Ｃ２）には固定抵
抗（Ｒ１１）（Ｒ１２）の一端をそれぞれ接続し、これ
らの固定抵抗（Ｒ１１）（Ｒ１２）の他端は可変抵抗（
ＶＲＩＯ）を介して接続し、その可変抵抗（ＶＲＩＯ）
の摺動側端子にＦＭ変調器への入力信号（変調信号）
（Ｓｉｎ）としてビデオ信号を入力している。そして、
出力端子（ｂｌ）（ｂ２）に得られる非安定マルチバイ
ブレータの出力信号（互いに逆位相の関係にある二つの
出力信号）をコンパレータ（２）で受け、そのコンパレ
ータ（２）の出力としてＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）
を得ている。このＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）は方形
パルスであり、出力信号（Ｓｏｕｔ）のハイレベルの期
間及びロウレベルの期間の長さは抵抗（Ｒ１１）を流れ
る電流（１１１）及び抵抗（Ｒ１２）を流れる電流（１
１２）によって変化する。すなわち、電流（ｉ、１）が
増加すると出力信号（Ｓｏｕｔ）のハイレベルの期間が
短くなり、電流（１１２）が増加すると出力信号（Ｓｏ
ｕｔ）のロウレベルの期間が短くなる（電流（ｉ、、）
とハイレベルの期間との関係及び電流（ｉ、）とロウレ
ベルの期間との関係はともに負の相関関係である）。こ
れらの電流（ｉ、１）（ｉ、２）は、本ＦＭ変調器の入
力信号（変調信号）（Ｓｉｎ）として入力されるビデオ
信号のレベルに応じてともに増加または減少し、これに
より出力信号（Ｓｏｕｔ）の周波数が変化する。このと
き出力信号（Ｓｏｕｔ）に含まれる２次歪成分を低減す
るため、出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比が５０％
になるように可変抵抗（ＶＲＩＯ）を手動で調整してい
る。
て用いられているＦＭ変調器を示す回路図である。本Ｆ
Ｍ変調器では、この図に示すように、入力端子（ａｌ）
（Ｃ２）及び出力端子（ｂｌ）（ｂ２）を有する差動増
幅器（１）の入力端子（ａｌ）と出力端子（ｂｌ）の間
にコンデンサ（Ｃ３）を、入力端子（Ｃ２）と出力端子
（ｂ２）の間にコンデンサ（Ｃ４）を、それぞれ接続し
て非安定マルチバイブレータを構成している。また、差
動増幅器（１）の入力端子（ａｌ）（Ｃ２）には固定抵
抗（Ｒ１１）（Ｒ１２）の一端をそれぞれ接続し、これ
らの固定抵抗（Ｒ１１）（Ｒ１２）の他端は可変抵抗（
ＶＲＩＯ）を介して接続し、その可変抵抗（ＶＲＩＯ）
の摺動側端子にＦＭ変調器への入力信号（変調信号）
（Ｓｉｎ）としてビデオ信号を入力している。そして、
出力端子（ｂｌ）（ｂ２）に得られる非安定マルチバイ
ブレータの出力信号（互いに逆位相の関係にある二つの
出力信号）をコンパレータ（２）で受け、そのコンパレ
ータ（２）の出力としてＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）
を得ている。このＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）は方形
パルスであり、出力信号（Ｓｏｕｔ）のハイレベルの期
間及びロウレベルの期間の長さは抵抗（Ｒ１１）を流れ
る電流（１１１）及び抵抗（Ｒ１２）を流れる電流（１
１２）によって変化する。すなわち、電流（ｉ、１）が
増加すると出力信号（Ｓｏｕｔ）のハイレベルの期間が
短くなり、電流（１１２）が増加すると出力信号（Ｓｏ
ｕｔ）のロウレベルの期間が短くなる（電流（ｉ、、）
とハイレベルの期間との関係及び電流（ｉ、）とロウレ
ベルの期間との関係はともに負の相関関係である）。こ
れらの電流（ｉ、１）（ｉ、２）は、本ＦＭ変調器の入
力信号（変調信号）（Ｓｉｎ）として入力されるビデオ
信号のレベルに応じてともに増加または減少し、これに
より出力信号（Ｓｏｕｔ）の周波数が変化する。このと
き出力信号（Ｓｏｕｔ）に含まれる２次歪成分を低減す
るため、出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比が５０％
になるように可変抵抗（ＶＲＩＯ）を手動で調整してい
る。
が しよ と る
しかし、手動操作により出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユー
ティ比が５０％となるように調整しても、温度変化によ
る特性の変化や長期使用によるドリフトの発生などによ
り、デユーティ比が５０％からずれることがある。この
場合、例えば広帯域ＦＭ記録を行なうハイビジョン用Ｖ
ＴＲでは、前述のように２次歪成分の発生によって画質
が劣化する。
ティ比が５０％となるように調整しても、温度変化によ
る特性の変化や長期使用によるドリフトの発生などによ
り、デユーティ比が５０％からずれることがある。この
場合、例えば広帯域ＦＭ記録を行なうハイビジョン用Ｖ
ＴＲでは、前述のように２次歪成分の発生によって画質
が劣化する。
このため、定期的に出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ
比を調べ、必要に応じて手動操作によりデユーティ比を
再度調整しなければならない。
比を調べ、必要に応じて手動操作によりデユーティ比を
再度調整しなければならない。
そこで、本発明はこのような問題を解決し、手動操作に
よるデユーティ比の調整を必要とせず、温度変化やドリ
フト発生などによる出力信号中の２次歪成分の増大を抑
えることができるＦＭ変調器を提供することを目的とす
る。
よるデユーティ比の調整を必要とせず、温度変化やドリ
フト発生などによる出力信号中の２次歪成分の増大を抑
えることができるＦＭ変調器を提供することを目的とす
る。
゛ るための
上記目的を達成するため本発明では、非、安定マルチバ
イブレータとして構成され、第１及び第２の入力電流に
基づいて周波数変調された方形パルス信号を出力信号と
し、前記第１の入力電流と前記出力信号のハイレベルの
期間とが相関関係を有し、前記第２の入力電流と前記出
力信号のロウレベルの期間とが相関関係を有するＦＭ変
調器において、 前記出力信号のデユーティ比を検出する検出手段と、 前記検出手段による検出結果に基づいて、前記デユーテ
ィ比が５０％となるように前記第１及び／又は前記第２
の入力電流を制御するフィードバック制御手段と、 を備えた構成としている。
イブレータとして構成され、第１及び第２の入力電流に
基づいて周波数変調された方形パルス信号を出力信号と
し、前記第１の入力電流と前記出力信号のハイレベルの
期間とが相関関係を有し、前記第２の入力電流と前記出
力信号のロウレベルの期間とが相関関係を有するＦＭ変
調器において、 前記出力信号のデユーティ比を検出する検出手段と、 前記検出手段による検出結果に基づいて、前記デユーテ
ィ比が５０％となるように前記第１及び／又は前記第２
の入力電流を制御するフィードバック制御手段と、 を備えた構成としている。
作−一月一
このような構成によると、第１及び第２の入力電流に基
づいて周波数変調されたＦＭ変調器の出力信号のデユー
ティ比が検出され、その検出されたデユーティ比に基づ
いてＦＭ変調器の入力側にフィードバックがかけられる
。このフィードバックにより、前記デユーティ比が５０
％となるように前記第１及び／又は前記第２の入力電流
が制御される。そして、前記デユーティ比が５０％にな
るように制御されると以下の理由により出力信号に含ま
れる２次歪が低減される。
づいて周波数変調されたＦＭ変調器の出力信号のデユー
ティ比が検出され、その検出されたデユーティ比に基づ
いてＦＭ変調器の入力側にフィードバックがかけられる
。このフィードバックにより、前記デユーティ比が５０
％となるように前記第１及び／又は前記第２の入力電流
が制御される。そして、前記デユーティ比が５０％にな
るように制御されると以下の理由により出力信号に含ま
れる２次歪が低減される。
すなわち、方形パルスであるＦＭ変調器の出力信号をｙ
（ｔ）で表わし、ロウレベルからハイレベルへｎｏする
時点をｔ・０とすると、第４ｒＭに示すようなデユーテ
ィ比が５０％の方形パルスの場合には ｙ（ｔ）・−ｙ（−ｔ） ・
・・■となる。このため、出力信号ｙ（ｔ）のフーリエ
級数はｓｉｎ波のみからなりＣＯＳ波を含まず、この方
形パルスの角周波数をωとすると と表わすことができる。また、デユーティ比が５０％の
場合には、第４図に示すようにｔ＝πバ２ω）について
対称であるので、 ｙ（π／（２ω）−ｔ）・ｙ（πバ２ω）＋ｔ）
・・・■であり、■式より ａｎｓｉｎ（ｎ（ｙｒ ／２−ωｔ）） ＝ａｎｓｉｎ
（ｎ（７ｒ ／２＋ωｔ））ａｎｃｏｓ（ｎπ／２）
−５ｉｎ（ｎωｔ） ＝ ０ −＝■（ｎ＝１．２
．３．・・・） となる。ここで、ｎが偶数のとき ｃｏｓ（ｎπ／２） ≠ ０ ・
・・■であるので、任意のｔに対して０式が成立するた
めには ａ０＝Ｏ（ｎ＝２．４，６１・・・）・・・■となる。
（ｔ）で表わし、ロウレベルからハイレベルへｎｏする
時点をｔ・０とすると、第４ｒＭに示すようなデユーテ
ィ比が５０％の方形パルスの場合には ｙ（ｔ）・−ｙ（−ｔ） ・
・・■となる。このため、出力信号ｙ（ｔ）のフーリエ
級数はｓｉｎ波のみからなりＣＯＳ波を含まず、この方
形パルスの角周波数をωとすると と表わすことができる。また、デユーティ比が５０％の
場合には、第４図に示すようにｔ＝πバ２ω）について
対称であるので、 ｙ（π／（２ω）−ｔ）・ｙ（πバ２ω）＋ｔ）
・・・■であり、■式より ａｎｓｉｎ（ｎ（ｙｒ ／２−ωｔ）） ＝ａｎｓｉｎ
（ｎ（７ｒ ／２＋ωｔ））ａｎｃｏｓ（ｎπ／２）
−５ｉｎ（ｎωｔ） ＝ ０ −＝■（ｎ＝１．２
．３．・・・） となる。ここで、ｎが偶数のとき ｃｏｓ（ｎπ／２） ≠ ０ ・
・・■であるので、任意のｔに対して０式が成立するた
めには ａ０＝Ｏ（ｎ＝２．４，６１・・・）・・・■となる。
すなわち、デユーティ比が５０％の場合には偶数次高調
波が存在しない。したがって、ＦＭ変調出力信号のデユ
ーティ比が５０％となるように制御することにより、そ
の出力信号に含まれる２次歪を低減することができる。
波が存在しない。したがって、ＦＭ変調出力信号のデユ
ーティ比が５０％となるように制御することにより、そ
の出力信号に含まれる２次歪を低減することができる。
夫」１例−
以下、本発明の一実施例を図面を参照しつつ説明する。
第１図は本発明を実施したＦＭ変調器を示す回路図であ
り、このＦＭ変調器は第３図に示すＶＴＲの記録系にお
いて用いられ、広帯域ＦＭ変調を行なう。このＶＴＲの
記録系では、本発明を実施したＦＭ変調器（２０）によ
りビデオ信号（Ｓｉｎ）で周波数変調されたＦＭ変調出
力信号（Ｓｏｕｔ）を得、この信号（Ｓｏｕｔ）を記録
増幅器（８）で増幅してビデオヘッド（９）へ記録に必
要な電流及び電圧を供給している。
り、このＦＭ変調器は第３図に示すＶＴＲの記録系にお
いて用いられ、広帯域ＦＭ変調を行なう。このＶＴＲの
記録系では、本発明を実施したＦＭ変調器（２０）によ
りビデオ信号（Ｓｉｎ）で周波数変調されたＦＭ変調出
力信号（Ｓｏｕｔ）を得、この信号（Ｓｏｕｔ）を記録
増幅器（８）で増幅してビデオヘッド（９）へ記録に必
要な電流及び電圧を供給している。
ＦＭ変調器（２０）は、ＦＭ変調器本体（２２）、
デユーティ比検出回路（２３）、 及びデユーティ比
可変回路（２１）から構成され、デユーティ比検出回路
（２３）で検出したＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデ
ユーティ比に基づいて入力側のデユーティ比可変回路（
２１）にフィードバックをかけ、このフィードバックに
よりデユーティ比可変回路（２１）はＦＭ出力信号（Ｓ
ｏｕｔ）のデユーティ比が５０％になるようにＦＭ変調
器本体（２２）の入力信号を制御する。以下、このＦＭ
変調器（２０）の詳細について第１図に基づいて説明す
る。
デユーティ比検出回路（２３）、 及びデユーティ比
可変回路（２１）から構成され、デユーティ比検出回路
（２３）で検出したＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデ
ユーティ比に基づいて入力側のデユーティ比可変回路（
２１）にフィードバックをかけ、このフィードバックに
よりデユーティ比可変回路（２１）はＦＭ出力信号（Ｓ
ｏｕｔ）のデユーティ比が５０％になるようにＦＭ変調
器本体（２２）の入力信号を制御する。以下、このＦＭ
変調器（２０）の詳細について第１図に基づいて説明す
る。
第１図において、ＦＭ変調器本体（２２）は、差動増幅
器（１）にコンデンサ（Ｃ３）（Ｃ４）を図に示すよう
に接続して構成される非安定マルチバイブレータと、そ
の非安定マルチバイブレータの出力信号（互いに逆位相
の関係にある二つの出力信号）を受けてＦＭ変調出力信
号（Ｓｏｕｔ）を出力するコンパレータ（２）とから構
成され、この部分は第２図の従来例と同一である。これ
に対し、本ＦＭ変調器本体（２２）の入力部には可変抵
抗（ＶＲＩ）（ＶＨ２）及び固定抵抗（Ｒ１）（Ｒ２）
からなるデユーティ比可変回路（２１）が接続されてお
り、この点が第３図の従来例と異なっている。すなわち
、従来例における入力部の固定抵抗（Ｒ１１）（Ｒ１２
）（７）代わリニ可変抵抗（ＶＲＩ） （ＶＨ２）をそ
れぞれ使用して、可変抵抗（ＶＲＩ）（ＶＨ２）の抵抗
値をデユーティ比検出回路（２３）の出力信号（ｖｃ＋
）（ｖｃ２）でそれぞれ制御しており、制御信号（ＶＣ
Ｉ）（ＶＣ２）の電圧が上昇すれば可変抵抗（ＶＲＩ）
（ＶＨ２）の抵抗値が増加し、（Ｖｃ＋）（Ｖｃ２）（
７）電圧が低下すれば（ＶＲＩ）（ＶＨ２）の抵抗値が
減少する。そして、従来例における可変抵抗（ＶＲＩＯ
）の代わりに固定抵抗（Ｒ１）と（Ｒ２）を直列接続し
た抵抗を使用し、固定抵抗（Ｒ１）と（Ｒ２）の接続点
にＦＭ変調器（２０）への入力信号（変調信号） （Ｓ
ｉｎ）としてビデオ信号を入力している。
器（１）にコンデンサ（Ｃ３）（Ｃ４）を図に示すよう
に接続して構成される非安定マルチバイブレータと、そ
の非安定マルチバイブレータの出力信号（互いに逆位相
の関係にある二つの出力信号）を受けてＦＭ変調出力信
号（Ｓｏｕｔ）を出力するコンパレータ（２）とから構
成され、この部分は第２図の従来例と同一である。これ
に対し、本ＦＭ変調器本体（２２）の入力部には可変抵
抗（ＶＲＩ）（ＶＨ２）及び固定抵抗（Ｒ１）（Ｒ２）
からなるデユーティ比可変回路（２１）が接続されてお
り、この点が第３図の従来例と異なっている。すなわち
、従来例における入力部の固定抵抗（Ｒ１１）（Ｒ１２
）（７）代わリニ可変抵抗（ＶＲＩ） （ＶＨ２）をそ
れぞれ使用して、可変抵抗（ＶＲＩ）（ＶＨ２）の抵抗
値をデユーティ比検出回路（２３）の出力信号（ｖｃ＋
）（ｖｃ２）でそれぞれ制御しており、制御信号（ＶＣ
Ｉ）（ＶＣ２）の電圧が上昇すれば可変抵抗（ＶＲＩ）
（ＶＨ２）の抵抗値が増加し、（Ｖｃ＋）（Ｖｃ２）（
７）電圧が低下すれば（ＶＲＩ）（ＶＨ２）の抵抗値が
減少する。そして、従来例における可変抵抗（ＶＲＩＯ
）の代わりに固定抵抗（Ｒ１）と（Ｒ２）を直列接続し
た抵抗を使用し、固定抵抗（Ｒ１）と（Ｒ２）の接続点
にＦＭ変調器（２０）への入力信号（変調信号） （Ｓ
ｉｎ）としてビデオ信号を入力している。
また、本実施例のＦＭ変調器（２０）は、リミッタ（３
）、クランプ回路（４）、 ＮＡＰ Ｎ トランジス
タ（Ｑｌ）（Ｑ２）、 抵抗（Ｒ３） （Ｒ４） （
Ｒ５）、 コンデンサ（Ｃ１）、 インバータ（５
）、バッファ（６）、及び反転バッファ（７）からなる
デユーティ比検出回路（２３）を有しており、このデユ
ーティ比検出回路（２３）でＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕ
ｔ）のデユーティ比を検出して前述の制御信号（ＶＣＩ
）（Ｖｃ２）を得ている。すなわち、ＦＭ変調出力信号
（Ｓｏｕｔ）をリミッタ（３）に通して振幅を一定にし
た後、クランプ回路（４）に通して後段の回路のために
直流成分を調整しくハイレベルを５ Ｖ、ロウレベルを
Ｏｖとし）、トランジスタ（Ｑｌ）のベースに及びイン
バータ（５）を介してトランジスタ（Ｃ２）のベースに
それぞれ入力する。ここで、トランジスタ（Ｑｌ）のコ
レゲタは電源（Ｖｃｃ）に接続され、トランジスタ（Ｃ
２）のエミッタは接地され、トランジスタ（Ｑｌ）のエ
ミッタとトランジスタ（Ｃ２）のコレクタとは直列接続
された抵抗（Ｒ３）（Ｒ４）を介して接続されている。
）、クランプ回路（４）、 ＮＡＰ Ｎ トランジス
タ（Ｑｌ）（Ｑ２）、 抵抗（Ｒ３） （Ｒ４） （
Ｒ５）、 コンデンサ（Ｃ１）、 インバータ（５
）、バッファ（６）、及び反転バッファ（７）からなる
デユーティ比検出回路（２３）を有しており、このデユ
ーティ比検出回路（２３）でＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕ
ｔ）のデユーティ比を検出して前述の制御信号（ＶＣＩ
）（Ｖｃ２）を得ている。すなわち、ＦＭ変調出力信号
（Ｓｏｕｔ）をリミッタ（３）に通して振幅を一定にし
た後、クランプ回路（４）に通して後段の回路のために
直流成分を調整しくハイレベルを５ Ｖ、ロウレベルを
Ｏｖとし）、トランジスタ（Ｑｌ）のベースに及びイン
バータ（５）を介してトランジスタ（Ｃ２）のベースに
それぞれ入力する。ここで、トランジスタ（Ｑｌ）のコ
レゲタは電源（Ｖｃｃ）に接続され、トランジスタ（Ｃ
２）のエミッタは接地され、トランジスタ（Ｑｌ）のエ
ミッタとトランジスタ（Ｃ２）のコレクタとは直列接続
された抵抗（Ｒ３）（Ｒ４）を介して接続されている。
そして、抵抗（Ｒ３）と（Ｒ４）の接続点と接地点間に
はコンデンサ（Ｃ１）が接続されている。この抵抗（Ｒ
３）と（Ｒ４）の接続点（ｃ）の信号はバッファ（６）
を介して制御信号（ＶＯ２）として可変抵抗（ＶＨ２）
に入力され、制御信号（ＶＯ２）はさらに反転バッファ
（７）を介して制御信号（ＶＣＩ）として可変抵抗（Ｖ
ＲＩ）に入力される。したがって、（Ｃ）点の電圧が上
昇すると制御信号（ＶＯ２）の電圧は上昇し、制御信号
（ＶＣＩ）の電圧は低下する。逆に、（ｃ）点の電圧が
低下すると制御信号（ＶＯ２）の電圧は低下し、制御信
号（ＶＣＩ）の電圧は上昇する。
はコンデンサ（Ｃ１）が接続されている。この抵抗（Ｒ
３）と（Ｒ４）の接続点（ｃ）の信号はバッファ（６）
を介して制御信号（ＶＯ２）として可変抵抗（ＶＨ２）
に入力され、制御信号（ＶＯ２）はさらに反転バッファ
（７）を介して制御信号（ＶＣＩ）として可変抵抗（Ｖ
ＲＩ）に入力される。したがって、（Ｃ）点の電圧が上
昇すると制御信号（ＶＯ２）の電圧は上昇し、制御信号
（ＶＣＩ）の電圧は低下する。逆に、（ｃ）点の電圧が
低下すると制御信号（ＶＯ２）の電圧は低下し、制御信
号（ＶＣＩ）の電圧は上昇する。
以下、上記構成のＦＭ変調器の動作について説明する。
まず、ＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比が
５０％の場合を考える。この場合、デユーティ比検出回
路（２３）のトランジスタ（Ｑｌ）がオンする期間（コ
ンデンサ（Ｃ１）の充電期間）と（Ｃ２）がオンする期
間（コンデンサ（Ｃ１）の放電期間）の長さが同じにな
る。このため、抵抗（Ｒ３）と（Ｒ４）の抵抗値が同一
とすると、コンデンサ（Ｃ１）の両端間の電圧すなわち
（Ｃ）点の電圧が平均的には変化せず一定となる。した
がって、可変抵抗（ＶＲＩ）（ＶＨ２）の抵抗値が変化
せず、デユーティ比可変回路（２２）から差動増幅器（
１）の入力端子（ａｌ）に流入する入力電流（１１）及
び入力端子（Ｃ２）に流入する入力電流（１２）も同一
のビデオ信号に対しては変化しない。この結果、ＦＭ変
調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比は５０％に保た
れる。
５０％の場合を考える。この場合、デユーティ比検出回
路（２３）のトランジスタ（Ｑｌ）がオンする期間（コ
ンデンサ（Ｃ１）の充電期間）と（Ｃ２）がオンする期
間（コンデンサ（Ｃ１）の放電期間）の長さが同じにな
る。このため、抵抗（Ｒ３）と（Ｒ４）の抵抗値が同一
とすると、コンデンサ（Ｃ１）の両端間の電圧すなわち
（Ｃ）点の電圧が平均的には変化せず一定となる。した
がって、可変抵抗（ＶＲＩ）（ＶＨ２）の抵抗値が変化
せず、デユーティ比可変回路（２２）から差動増幅器（
１）の入力端子（ａｌ）に流入する入力電流（１１）及
び入力端子（Ｃ２）に流入する入力電流（１２）も同一
のビデオ信号に対しては変化しない。この結果、ＦＭ変
調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比は５０％に保た
れる。
次に、ＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比が
５０％よりも大きくなった場合、すなわち信号（Ｓｏｕ
ｔ）のハイレベルの期間がロウレベルの期間よりも長く
なった場合を考える。この場合、デユーティ比検出回路
（２３）において、コンデンサ（ｃｌ）の充電期間が放
電期間よりも長くなるため（ｃ）点の電圧が上昇し、制
御信号（ＶＣＩ）（ＶＯ２）により可変抵抗（ＶＲＩ）
の抵抗値が減少して可変抵抗（ＶＨ２）の抵抗値が増加
する。これにより、電流（１１）が増加して電流（１２
）が減少する。ところで、従来例の説明で述べたように
、電流（１１）が増加すると信号（Ｓｏｕｔ）のハイレ
ベルの期間が短くなり電流（１２）が減少すると信号（
Ｓｏｕｔ）のロウレベルの期間が長くなるので、ＦＭ変
調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比が小さくなる。
５０％よりも大きくなった場合、すなわち信号（Ｓｏｕ
ｔ）のハイレベルの期間がロウレベルの期間よりも長く
なった場合を考える。この場合、デユーティ比検出回路
（２３）において、コンデンサ（ｃｌ）の充電期間が放
電期間よりも長くなるため（ｃ）点の電圧が上昇し、制
御信号（ＶＣＩ）（ＶＯ２）により可変抵抗（ＶＲＩ）
の抵抗値が減少して可変抵抗（ＶＨ２）の抵抗値が増加
する。これにより、電流（１１）が増加して電流（１２
）が減少する。ところで、従来例の説明で述べたように
、電流（１１）が増加すると信号（Ｓｏｕｔ）のハイレ
ベルの期間が短くなり電流（１２）が減少すると信号（
Ｓｏｕｔ）のロウレベルの期間が長くなるので、ＦＭ変
調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比が小さくなる。
他方、ＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比が
５０％よりも小さくなった場合を考えると、この場合、
デユーティ比検出回路（２３）において上記の場合とは
逆の動作が行なわれるので、電流（１１）が減少して電
流（ｉのが増加する。これにより、ＦＭ変調出力信号（
Ｓｏｕｔ）のハイレベルの期間が長くなりロウレベルの
期間が短くなってＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユ
ーティ比が大きくなる。
５０％よりも小さくなった場合を考えると、この場合、
デユーティ比検出回路（２３）において上記の場合とは
逆の動作が行なわれるので、電流（１１）が減少して電
流（ｉのが増加する。これにより、ＦＭ変調出力信号（
Ｓｏｕｔ）のハイレベルの期間が長くなりロウレベルの
期間が短くなってＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユ
ーティ比が大きくなる。
上述の動作からかられかるように本実施例のＦＭ変調器
では、ＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比が
変動してもフィードバックががかり、デユーティ比が自
動的に５０％に保持される。
では、ＦＭ変調出力信号（Ｓｏｕｔ）のデユーティ比が
変動してもフィードバックががかり、デユーティ比が自
動的に５０％に保持される。
光」１ΩＪか釆−
以上説明した通り本発明によれば、ＦＭ変調器の出力信
号のデユーティ比が自動的に５０％に保持される。この
ため、従来の手動操作によるデユーティ比の調整は不要
であり、温度変化やドリフト発生などによる出力信号中
の２次歪成分の増大を自動的に抑えることができる。
号のデユーティ比が自動的に５０％に保持される。この
ため、従来の手動操作によるデユーティ比の調整は不要
であり、温度変化やドリフト発生などによる出力信号中
の２次歪成分の増大を自動的に抑えることができる。
第１図は本発明を実施したＦＭ変調器を示す回路図であ
り、第２図は従来のＦＭ変調器の一例を示す回路図、第
３図は本発明のＦＭ変調器を使用したＶＴＲの記録系を
示すブロック回路図、第４図はＦＭ変調器の出力信号の
デユーティ比と２次歪成分との関係を説明するための波
形図である。 （１）・・・差動増幅器。 （２）・・・コンパレータ。 （３）・・・リミッタ。 （４）・・・クランプ回路。 （５）・・・インバータ。 （６）・・・バッファ。 （７）・・・反転バッファ。 （２０）・・・Ｆ、Ｍ変調器。 （２１）・・・デユーティ比可変回路。 （２２）・・・ＦＭ変調器本体。 （２３）・・・デユーティ比検出回路。 （ＶＲＩ）（ＶＨ２） −＝可変抵抗。 （Ｒ１）〜（Ｒ５）・・・固定抵抗。 （Ｃ１）（Ｃ３）（Ｃ４）・・・コンデンサ。 （Ｑｌ）（Ｑ２） ・・・トランジスタ。 （Ｓｉｎ）・・・ＦＭ変調器の入力信号。 （Ｓｏｕｔ）・・・ＦＭ変調器の出力信号。 （１１）・・・第１の入力電流。 （１２）・・・第２の入力電流。 （ＶＣＩ）（ＶＯ２）・・・可変抵抗の制御信号。
り、第２図は従来のＦＭ変調器の一例を示す回路図、第
３図は本発明のＦＭ変調器を使用したＶＴＲの記録系を
示すブロック回路図、第４図はＦＭ変調器の出力信号の
デユーティ比と２次歪成分との関係を説明するための波
形図である。 （１）・・・差動増幅器。 （２）・・・コンパレータ。 （３）・・・リミッタ。 （４）・・・クランプ回路。 （５）・・・インバータ。 （６）・・・バッファ。 （７）・・・反転バッファ。 （２０）・・・Ｆ、Ｍ変調器。 （２１）・・・デユーティ比可変回路。 （２２）・・・ＦＭ変調器本体。 （２３）・・・デユーティ比検出回路。 （ＶＲＩ）（ＶＨ２） −＝可変抵抗。 （Ｒ１）〜（Ｒ５）・・・固定抵抗。 （Ｃ１）（Ｃ３）（Ｃ４）・・・コンデンサ。 （Ｑｌ）（Ｑ２） ・・・トランジスタ。 （Ｓｉｎ）・・・ＦＭ変調器の入力信号。 （Ｓｏｕｔ）・・・ＦＭ変調器の出力信号。 （１１）・・・第１の入力電流。 （１２）・・・第２の入力電流。 （ＶＣＩ）（ＶＯ２）・・・可変抵抗の制御信号。
Claims (1)
- （１）非安定マルチバイブレータとして構成され、第１
及び第２の入力電流に基づいて周波数変調された方形パ
ルス信号を出力信号とし、前記第１の入力電流と前記出
力信号のハイレベルの期間とが相関関係を有し、前記第
２の入力電流と前記出力信号のロウレベルの期間とが相
関関係を有するＦＭ変調器において、 前記出力信号のデューティ比を検出する検出手段と、 前記検出手段による検出結果に基づいて、前記デューテ
ィ比が５０％となるように前記第１及び／又は前記第２
の入力電流を制御するフィードバック制御手段と、 を備えたことを特徴とするＦＭ変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11350390A JPH0410810A (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | Ｆｍ変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11350390A JPH0410810A (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | Ｆｍ変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0410810A true JPH0410810A (ja) | 1992-01-16 |
Family
ID=14613977
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11350390A Pending JPH0410810A (ja) | 1990-04-27 | 1990-04-27 | Ｆｍ変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0410810A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995022202A1 (en) * | 1994-02-15 | 1995-08-17 | Rambus, Inc. | Amplifier with active duty cycle correction |
| US5808498A (en) * | 1995-05-26 | 1998-09-15 | Rambus, Inc. | At frequency phase shifting circuit for use in a quadrature clock generator |
| US7893667B2 (en) | 2005-08-05 | 2011-02-22 | Rohm Co., Ltd. | PWM power supply apparatus having a controlled duty ratio without causing overall system oscillation |
| JP4748806B2 (ja) * | 2003-10-27 | 2011-08-17 | 日東電工株式会社 | 光学多層 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5240949A (en) * | 1975-09-26 | 1977-03-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Oscillation frequency adjusting circuit of unstable multiple vibrator |
| JPS59126318A (ja) * | 1983-01-08 | 1984-07-20 | Fujitsu Ltd | クロツク再生回路 |
-
1990
- 1990-04-27 JP JP11350390A patent/JPH0410810A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5240949A (en) * | 1975-09-26 | 1977-03-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Oscillation frequency adjusting circuit of unstable multiple vibrator |
| JPS59126318A (ja) * | 1983-01-08 | 1984-07-20 | Fujitsu Ltd | クロツク再生回路 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO1995022202A1 (en) * | 1994-02-15 | 1995-08-17 | Rambus, Inc. | Amplifier with active duty cycle correction |
| US5808498A (en) * | 1995-05-26 | 1998-09-15 | Rambus, Inc. | At frequency phase shifting circuit for use in a quadrature clock generator |
| USRE37452E1 (en) | 1995-05-26 | 2001-11-20 | Rambus Inc. | At frequency phase shifting circuit for use in a quadrature clock generator |
| JP4748806B2 (ja) * | 2003-10-27 | 2011-08-17 | 日東電工株式会社 | 光学多層 |
| US7893667B2 (en) | 2005-08-05 | 2011-02-22 | Rohm Co., Ltd. | PWM power supply apparatus having a controlled duty ratio without causing overall system oscillation |
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