JPS6251074B2

JPS6251074B2 -

Info

Publication number: JPS6251074B2
Application number: JP55056561A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Kudo; Ryoichi Kurosawa
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1980-04-28
Filing date: 1980-04-28
Publication date: 1987-10-28
Also published as: JPS56153977A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、交流電源に接続された制御整流器の
点弧位相を制御して、負荷電流を制御する電流制
御装置に関する。

従来、交流可変速駆動装置に制御整流器を応用
した一例として無整流子電動機装置があり、これ
を第１図に示す。

第１図において、１は三相交流電源、２は制御
整流器、３は直流出力のリツプル分を平滑化する
ための直流リアクトル、４は直流入力を所望の周
波数に変換するための逆変換器でその構成は制御
整流器２と同様である。

５は逆変換器４の出力により駆動される三相同
期電動機、６は同期電動機５の回転子位置を検出
する位置検出器、７は位置検出器６の出力に応じ
て逆変換器４の各サイリスタのゲート信号を供給
するためのパルス発生器、８は同期電動機５の電
流を指令する電流指令回路、９は制御整流器２に
流れる電流を検出する電流検出器、１０は電流指
令値と検出電流値を比較制御する電流制御回路、
１１は電流制御回路１０の出力に応じて点弧位相
を制御し制御整流器２の各サイリスタにゲート信
号を供給する位相制御回路である。

以上の構成からなる装置の回路動作は、一般に
良く知られているので説明は省略する。

次に、第１図の従来装置における問題点につい
て述べる。つまり、従来装置の場合、電源周波数
と同期電動機の周波数とが近づいたとき、電流の
平均値に電源周波数と同期機周波数との差に関連
した周波数の脈動（以下これを電流ビートとい
う。）が発生するという問題がある。

さらに詳しく述べると、同期電動機周波数が一
定であつてかつ電源周波数の近傍にあり、制御整
流器２の点弧位相が一定である場合の制御整流器
２の直流出力電圧値をＶ_dc1、逆変換器４の入力
直流電圧値をＶ_dc2としてこれらを第２図ａ，ｂ
にそれぞれ示す。

従つて、直流リアクトル３の電圧Ｖ_dcLは第２
図ｃのようになる。

直流リアクトル３は電圧Ｖ_dcLの脈動分を吸収
するために設けられたものであるが、経済的、電
流制御の応答性などの理由により極力小さなイン
ダクタンス値に選定されるのが普通である。

このため、第２図ｄに示すように電流Ｉ_dcには
ほぼ点弧周波数（電源周波数の６倍）の脈動成分
（以下これを電流リツプルという。）が現われ、さ
らに電流Ｉ_dcの波形は電源周波数と負荷周波数の
差の６倍の周波数で電流リツプル振幅が変調され
た波形となる。

この電流波形の平均値はほぼ一定であるため、
この電流により同期電動機を駆動した場合、点弧
角周波数に応じたトルクの脈動は発生するが、し
かし、平均的なトルク即ち低い周波数成分の脈動
は発生せず、制御上問題とならない。

ところが、このように点弧位相が一定ならよい
が、電流制御を行なうために負荷電流をフイード
バツクすると、点弧位相基準として位相制御回路
１１へ入力される電流制御回路１０出力に負荷電
流のリツプル分が含まれてくるために異なつた現
象を生ずる。

すなわち、説明を簡単にするために、電流制御
回路１０を比例制御系とし、電流指令を一定と
し、かつ前述のように制御上問題のない点弧位相
が一定であると仮定すると、電流制御回路１０の
出力ΔＩは第２図ｅに示すように第２図ｄを逆に
した波形となる。

この第２図ｅにおける点線は点弧パルスを出力
した瞬間の値を示したもので、この値と点弧位相
とは比例することとなり、このことは先に点弧位
相は一定であると仮定したことと矛盾し、実際に
負荷電流のフイードバツク制御を行なつた場合は
点弧位相に変動が生ずることを意味する。

この点弧位相の変動は、負荷電流リツプルの振
幅に関連して電源周波数と負荷周波数との差の６
倍の周波数を持つことになる。このため、負荷電
流の平均値もその周波数の脈動、つまり電流ビー
トを発生することになる。

以上述べた電流ビートの発生に対する対策とし
ては、負荷電流リツプルが電流制御回路の出力に
影響を与えないように、低域フイルタの機能を追
加すれば良いことが判るが、低域フイルタの追加
は逆に電流制御応答を悪化させることになる問題
がある。

また、近年ではマイクロコンピユータ等のデイ
ジタル技術の発達に伴なつて、従来アナログ的な
処理で行なわれていた制御がデイジタル処理に移
行する傾向にある。これはマイクロコンピユータ
等によりデイジタル処理が安価で容易に行なえる
ようになつたこと、デイジタル処理により調整要
素が少なくなりまた信頼性も向上すること等に起
因している。

したがつて本発明は、制御整流器が無整流子電
動機装置等の一部として使用される場合に生じる
電流ビートを抑止し、かつ電流制御応答を犠牲に
することなく、更には位相制御をデイジタル化す
るのに適した制御整流器の電流制御装置を提供す
ることを目的とする。

本発明の基本的な原理は、制御整流器の点弧位
相制御が周期的に行なわれることに着目し、点弧
位相を決定するために用いる電流制御回路出力を
点弧位相制御の平均周期あるいはその整数倍の周
期において積分し、その積分周期間における電流
制御回路出力の平均値である前記積分値を位相制
御回路に与えるものである。

これによつて、制御整流器の負荷電流のリツプ
ル成分に対して大きなフイルタ効果をもたらし、
しかもこのフイルタ効果によつて生じる遅れは平
均値を得るための周期分だけであり、実用上全く
問題とならない。

以下、本発明を図示する実施例に基づいて説明
する。

第３図において、第１図と同一または共通の部
分は同一符号で示し、本発明に係る主要部分のみ
を図示してある。

図中、抵抗１２と、演算増幅器１３とコンデン
サ１４とで積分器が構成されており、この積分器
に電流制御回路１０の出力信号が入力される。コ
ンデンサ１４に積分された電荷はアナログスイツ
チ１５によりリセツトできるようになつている。
積分器の出力、すなわち積分された値はサンプル
ホールダ１６に入力される。このサンプルホール
ダ１６は端子Ｐから入力される制御パルスＰ_cに
よつて制御され、アナログスイツチ１５は端子Ｐ
からの制御パルスＰ_cを単安定マルチバイブレー
タ１７により遅延したパルスＰ_dによつて制御さ
れる。

アナログスイツチ１５としては、例えば集積回
路AD7510（アナログデバイセズ社製）が利用で
き、制御入力により電気的にスイツチの開閉がで
きるようになつている。

サンプルホールダ１６としては、例えば集積回
路AD582（同社製）を利用することができ、制御
入力によりその入力瞬間の入力信号を保持する機
能を有している。

また、端子Ｐからの制御パルスＰ_cは、点弧位
相制御の平均周期、すなわち３相全波整流器の場
合は電源周期の1/6周期をもつパルスで、これは
位相制御回路１１の内部で位相制御を行なうため
に作られている電源同期信号を利用することがで
きる。

次に、第２図と同様に一定の電流指令値が与え
られている場合を例として、第４図ａ〜ｄに示す
タイミングチヤートを参照して動作を説明する。

第４図ａは制御パルスＰ_c、第４図ｂは単安定
マルチバイブレータ１７により遅延されたパルス
Ｐ_d、第４図ｃは電流制御回路１０の出力ΔＩ、
第４図ｄにおいて実線は積分器出力Ｖ_I（サンプ
ルホールダ１６の入力）で点線はサンプルホール
ダ１６の出力Ｖ_SHの波形をそれぞれ表わす。

いま、電流制御回路１０の出力信号ΔＩが積分
器により積分されて出力されると、その積分器出
力Ｖ_I1はサンプルホールダ１６に入力される。サ
ンプルホールダ１６は制御パルスＰ_c1の入力によ
つて積分出力Ｖ_I1を保持し、その保持期間は隣り
合う制御パルスＰ_c1とＰ_c2の期間に等しい。つま
り、サンプルホールダ１６の出力Ｖ_SH1は第４図
ｄの点線で示すように、次の制御パルスＰ_c2の入
力時点まで一定値を保つ。積分器は遅延制御パル
スＰ_d1〔第４図ｂ〕によりリセツトされ、直ちに
次の積分を開始する。そして、次の制御パルスＰ
_c2によりこの瞬間の積分値Ｖ_I2が再びサンプルホ
ールダ１６において保持される…というように、
以後前述の動作を繰返す。

ここで、積分波形Ｖ_Iは各周期で異なるが、電
流制御回路１０出力ΔＩの各周期間の平均値はほ
ぼ一定であるからその最終値もほぼ一定値とな
り、サンプルホールダ１６の出力Ｖ_SHは第４図ｄ
の点線で示すように、電流制御回路１０出力ΔＩ
の平均値に比例した直流値となる。従つて、この
サンプルホールダ１６の出力Ｖ_SHを位相制御回路
１１の入力信号として用いることにより点弧位相
も一定となり、第２図で説明したような点弧位相
に対する予盾を生じることなく、負荷電流Ｉ_dcの
平均値は一定に保たれ、よつて電流ビートの発生
はなくなる。

また、負荷電流Ｉ_dcの平均値の変動は電流制御
回路１０の出力平均値の変動となり、１周期間の
積分の後にサンプルホールダ１６の出力Ｖ_SHに現
われ、次の周期の点弧位相制御で制御できるので
電流制御応答が悪化することはない。

以上の説明において、電流制御回路１０を簡単
のために比例制御系としたが、従来から行なわれ
ている比例＋積分制御等の特性を電流制御回路１
０が持つ場合でも、本発明の効果は変らないこと
は明らかである。

ところで、位相制御回路をマイクロコンピユー
タ等によりデイジタル化する場合は、電流制御回
路１０のアナログ出力をデイジタル変換して読み
込む必要がある。従来の方式では信号波形を充分
に再現する必要性から、多数のサンプリングを行
なわなければならない。そのためのプログラムも
複雑で、これを実行するための時間も多く必要と
するなどの原因によつて位相制御を行なうための
演算時間が不足して、デイジタル化が困難なもの
となる。しかし、先に述べた本発明の実施例の場
合、サンプルホールダ１６の出力Ｖ_SHで得られた
電流制御回路１０の出力平均値を１周期に１回だ
けサンプリングすれば良く、このことは制御回路
のデイジタル化に対して非常に有効である。

そこで次に、位相制御をデイジタル化する場合
により適した、電流制御回路１０の出力平均値を
直接デイジタル値として得ることのできる例を、
第２の実施例として第５図に示す。第５図におい
て、１８はデイジタル化された位相制御回路、１
９は電流制御回路１０の出力信号ΔＩに応じた周
波数のパルス列を発生する電圧−周波数変換器
（以下、Ｖ／Ｆ変換器という）、２０はそのパルス
を計数するカウンタ、２１はＤフリツプフロツプ
で構成されるラツチである。

次に動作を説明する。

電流制御回路１０の出信号ΔＩはＶ／Ｆ変換器
１９によつて信号信号電圧に応じた周波数を持つ
パルスに変換される。このパルスはカウンタ２０
により計数される。このカウンタ２０の計数は制
御端子Ｐからの制御パルス（点弧位相制御の平均
周期をもつ）Ｐ_cによつてラツチ２１に保持され
ると同時に零にリセツトされて、次の計数を開始
する。カウンタ２０のリセツトとラツチ２１の保
持は同じ制御パルスＰ_cにより同時に行なつてい
るが、カウンタ２０のリセツト指令から実際にリ
セツトされるまでには時間差があり、この時間差
によつてラツチ２１は計数値を充分保持すること
ができる。保持された計数値は点弧位相を決定す
るための信号として位相制御回路１８に与えられ
る。したがつて、第１の実施例が信号をアナログ
信号で扱つているのに対し、第２の実施例では信
号の大きさに比例した周波数のデイジタル信号で
扱つていることを考慮し、積分器をカウンタ２０
に、サンプルホールダ１６をラツチ２１にそれぞ
れ対応して考えれば、第２の実施例が第１の実施
例と同じ動作をすることが分かる。

この第２の実施例では、調整が不要でまたデイ
ジタル信号であるサイリスタのゲート信号を出力
する位相制御回路１８はデイジタル化し、ゲイン
調整等の必要な電流制御回路１０はアナログ回路
で構成することによつて、アナログ回路の長所と
デイジタル回路の長所とを合せ持つ構成とするこ
とができるという利点がある。また、最近のイン
テル社製のワンチツプマイクロコンピユータ8748
のようなカウンタ、ラツチ機能を内蔵したマイク
ロコンピユータを利用することにより、位相制御
回路１８を非常に簡単な構成で実現することがで
きる。

なお、アナログ信号をデイジタル信号に変換す
る手段として、電圧−周波数変換器とカウンタを
組み合わせて一定時間計数する方式は一般に周知
であるが、本発明のような場合には負荷電流リツ
プル周期に比べて充分長い時間計数しないと、負
荷電流のリツプル周期と計数時間との間で一種の
うなり現象を生じ、負荷電流の平均値が一定であ
つても検出値が変動してしまう。そこで、計数時
間を長くすればこの影響をほとんど無視できるよ
うになるが、反面、検出に遅れが生じてしまう。
このようなことから、本発明ではうなり現象の起
らない特異な時間、すなわち点弧位相制御の周期
と計数時間を整数比に選ぶものであり、このこと
は第１の実施例における積分周期についても同様
である。

以上の通り本発明によれば、負荷電流のリツプ
ルに影響されず、しかも応答を悪化させることな
く負荷電流の平均値を制御することができ、した
がつて無整流子電動機装置などの交流電動機制御
装置に制御整流器を応用する場合の電流ビートに
よる制約を除くことができ、かつ位相制御のデイ
ジタル化に適した優れた電流制御装置をうること
ができる。そして、電流制御装置は、さらに速度
制御ループなどのループを付加する場合にそのマ
イナーループ制御として基本的に重要な要素であ
り、この電流制御性能により全体の制御が影響を
受けるので、本発明による効果は大きい。また、
このような外側に制御ループを付加する場合は電
流指令値にもリツプル成分が含まれることがあ
り、このような場合にも本発明によればリツプル
の影響を除去することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は無整流子電動機装置に応用された制御
整流器を示す回路図、第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ
は電流ビート現象を説明する図、第３図は本発明
の第１実施例を表わす回路図、第４図ａ，ｂ，
ｃ，ｄは各部の動作信号波形図、第５図は第２の
実施例を示す回路図である。１……三相交流電源、２……制御整流器、３…
…直流リアクトル、４……逆変換器、５……同期
電動機、６……位置検出器、７……パルス発生
器、８……電流指令回路、９……電流検出器、１
０……電流制御回路、１１……位相制御回路、１
２……抵抗、１３……演算増幅器、１４……コン
デンサ、１５……アナログスイツチ、１６……サ
ンプルホールダ、１７……単安定マルチバイブレ
ータ、１８……位相制御回路、１９……電圧−周
波数変換器、２０……カウンタ、２１……ラツ
チ。

Claims

【特許請求の範囲】

１制御整流器に流れる負荷電流を検出し、その
検出値を電流指令値と比較した結果を増幅する電
流制御回路と、その電流制御回路の出力に基づい
て前記制御整流器の点弧位相を制御する位相制御
回路とを有する制御整流器の電流制御装置におい
て、前記電流制御回路の出力を前記制御整流器の
点弧位相制御の平均周期の整数倍の周期で積分
し、その積分値を前記位相制御回路の入力として
与える平均値回路を備えたことを特徴とする制御
整流器の電流制御装置。