JPS622885A - 直流無整流子モ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明は直流電源のもとで使用される無整流子モータに
関するものである。 従来の技術 近年、多くの音響機器や、ビデオテープレコーダ、さら
にはフロッピーディスク装置に直流無整流子モータが多
用されるようになってきており、その手軽さから空冷用
ファンモータにまで応用が拡大している。 従来より、この種の直流無整流子モータとしては２相あ
るいは３相の半波駆動方式または全波駆動方式が主流を
占めている。各駆動方式にはそれぞれ一長一短があり、
例えば３相駆動力式は２相駆動方式に比べて駆動用パワ
ー素子の数が少なくてすむ反面、回転子の回転位置を検
出する位置検出素子の数が多く必要になる。ちなみに、
単一電源のもとで動作させるものとして比較すると、２
相全波駆動方式では８個のパワートランジスタと３個の
ホール素子が必要になる。 従来から、３相駆動方式において位置検出素子の数を削
減しようとする試みが数多く行われており、その代表的
な技術が米国特許第３，５７７．０５３号（以下、文献
１と略記する。）に開示されている。 前記文献１には、３相半半波駆動式の無整流子モータに
おいて、回転子上に光反射率の異なる第１、第２、第３
の構成要素を有する識別帯を設け、前記識別帯に光線を
照射し、反射光を受光素子で検出することによって回転
子の回転位置の変化を前記受光素子の出力レベルの３段
階の変化としてとらえ、そのレベルに依存した相巻線に
通電するように構成された装置が示されている。 前記文献ｌに示された方法では、唯一の位置検出素子と
位置検出のための識別帯によって３相半波駆動を可能に
しているが、構成上の制約によってその駆動形態を３相
半波型に限定される１、すなわち、前記文献１に示され
た形式をとると３６０゜の電気角あたり３ｉ！ｌりの検
出しか行えないために各相Ｓ線への通電状態の切り換え
も必然的に３通りしか許されないことになり、６　ｉｌ
ｌりの通電状態の切り換えを必要とする３相全波駆動力
式を実現するにはさらに余分な位置検出素子と識別帯が
必要となる。 ところで、この種のモータにおいては、回転時の振動や
トルクリフプルを小さくするには固定子巻線に供給する
ｉｉＩ流波形波形弦波状にするのが好ましく、特開昭５
５−１０００８８号公報（以下、文献２と略記する。）
には、ホール素子から得られる位置検出信号が種々の要
因によって理想的な正弦波形にならないので、あらかじ
めディジタル的なメモリに正弦波情報を格納しておき、
モータに連結された周波数発電機の出力信号（一般にＦ
Ｃ信号と呼ばれる。）によって前記メモリの情報を順次
読みだし、アナログ電圧に変換して、理想に近い正弦波
状の駆動電流を作りだすようにした直流無整流子モータ
が示されている。 発明が解決しようとする問題点 ただ、前記文献２に示された方法は、従来のようにアナ
ログ的に処理を行う方法に比べて回路規模がかなりのも
のになり、また、各相ごとに別個にディジタル情報をア
ナログ量に変換する構成になっているので、アナログ量
に変換されてからの各相のバランスを精度良く保つ必要
があるなどの難点も有している。 問題点を解決するための手段 前記した問題点を解決するために本発明の直流無整流子
モータは、位置検出手段の出力に基づいて、その振幅が
誤差信号増幅器の出力に比例した第１相の駆動信号と第
２相の駆動信号を発生する駆動信号発生手段と、前記駆
動信号発生手段の出力に基づいて３相の固定子巻線を介
して第１相に流入す°る電流値が第２相から流出するｔ
ｆＬ値よりも大きくなったときにその差を流を第３相か
ら流出させ、第２相から流出する電流値が第１相に流入
する電流値よりも大きくなったときにその差電流を第３
相に流入させる演算手段を備えたことを特徴とするもの
である。 作用 本発明では前記した構成によって、演算のみで第１相、
第２相と相似な第３相の駆動信号波形を得ることができ
、より少ない回路素子数で３相の直流無整流子モータを
実現することができる。 実施例 以下、本発明の実施例について図面に参照しながら説明
する。 第２図は本発明を実施するために構成されたモータの要
部の展開図を示したもので、３相の固定子巻線１．２．
３がたがいに星形結線され、前記固定子巻線１〜３に対
向して、図示されてはいない回転子に装着された永久磁
石４が配置されている。 前記永久磁石４の主要部は８極に着磁された主磁極が占
め、その内周部（図には示されていないが、第２図にお
いて前記永久磁石４の上側が回転子の内周部で、下側が
外周部であるとする。）にはＮ８ｉ着磁された第１の構
成要素部分５ａと、着磁されていない第２の構成要素部
分５ｂと、ｓｉ着磁された第３の構成要素部分５Ｃが周
方向に交互に配置された円環状の識別帯５を存している
。 また、前記識別帯５に対向して回転子の回転位置検出素
子として用意されたホールＩＣ（チップ上にホール発電
体と他の回路を同居させた集積回路、）６が配置されて
いる。 一方、前記永久磁石４の主！ｆｌ極の外周側には９６極
に着磁された発電帯が設けられ、この発電帯に対向して
、径方向に回折された９６箇所の発電要素部分を有する
ジグザグ状の発！巻線７が配置されている。 さらに、前記固定予巻ｖＡ１．２．３の引き出し線は、
それぞれ第１の給電端子Ｕ、第２の給電端子Ｖ、第３の
給電端子Ｗに接続され、星形結線された中点は端子Ｘに
接続されている。 なお、前記ホールＩＣ６はプラス側給電端子６ａ、マイ
ナス側給電端子６ｂ、出力端子６Ｃををしており、前記
発電Ｓ線７の引き出し線は出力端子７ａ、７ｂに接続さ
れている。 さて、第１図は本発明の一実施例における直流無整流子
モータのブロック構成図を示したものであり、第１図に
おいてブロック１０は第２図に示されたモータブロック
の内部結線を施したもので、前記モータブロックｌＯに
おいて、中点端子ＸとホールＩＣ６のプラス側給！端子
６ａの間には限流抵抗８が接続され、前記ホールＩＣ６
のマイナス側給電端子６ｂと発を巻線７の他方の出力端
子７ａは回転検出端子Ｆに接続されている。 前記位置積出端子Ｐには前記ホールＩＣ６に内蔵された
処理回路（後述）によってモータの回転位置に依存して
３段階にレベルの変化する位置検出信号が出力されるが
、この位置検出信号は分配器１００によって入力レベル
に対応して順次活性状態になる３系統の信号線路に分配
され、これらの出力は順序回路２００によって条件骨は
処理が行われるとともに、前記分配器１００の出力はＲ
ＥＶ端子に印加される回転方向指令信号とともに回転方
向判別回路３００によってモータの回転方向を決定する
ために利用される。 また、前記回転検出端子Ｆと前記接地端子Ｇに現れる信
号は増幅器４００によって十分な振幅に増幅された後に
タイミングを作成するためのクロック信号として前記回
転方向判別回路３００と、各種の通電タイミングを発生
するステップコントローラ５００と、固定子巻線１〜３
への通電電流に付加するスロープの発生タイミングを決
定する同期トリガ回路６００に供給されている。 さらに、前記順序回路２００の出力は前記ステップコン
トローラ５００と前記同期トリガ回路６００、ならびに
、前記ステップコントローラ５００の出力をもとに３相
準全波駆動と３相全波駆動とを切り換えるモード切換回
路７００、上昇スロープと下降スロープの切り換えを行
う加減算指令回路８００と、３相準全波駆動において駆
動電流の相分配を行う型金波相切換回路９００に供給さ
れ、前記回転方向判別回路３００の出力は、固定子巻線
１〜３への通電方向を設定する通電方向設定回路１００
０と、前記１ｉｆｆｌ方向設定回路１０００の出力をも
とに通電方向を切り換える通電方向切換回路１１００と
、Ｅ端子に印加される誤差電圧に依存した電流とモータ
の加速あるいは減速の指令信号を発生する誤差信号増幅
器１３００に供給され、前記ステップコントローラ５０
０の出力は前記モード切換回路７００と前記加減算指令
回路８００と、全波駆動時のステップ電流波形を発生す
るステップ電流発生回路１２００に供給され、前記モー
ド切換回路７００の出力は、前記順序回路２００および
前記回転方向判別回路３００と、前記加減算指令回路８
００と、前記通電方向設定回路１０００および前記通電
方向切換回路１１００、ならびに、前記誤差信号増幅器
１３００と、固定子巻線１〜３への通電電流に付加する
スロープを１発生するスロープ発生回路１４００に供給
されている。また、前記同期トリガ回路６００と前記ス
ロープ発生回路１４００との間で信号の授受が行われ、
前記スロープ発生回路１４００の出力と前記加減算指令
回路８００の出力はいずれも、前記型金波相切換回路９
００あるいは前記ステップ電流発生回路１２００から出
力されるステンブ状の電流出力信号にスロープを付加す
るスロープ合成回路１５００に供給され、前記スロープ
合成回路１５００の出力電流は前記型金波相切換回路９
００あるいは前記ステップ電流発生回路１２００の出力
電流に重畳されている。 一方、前記誤差信号増幅器１３００からの加速あるいは
減速の指令信号が前記通電方向設定回路１０００に供給
され、前記誤差信号増幅器１３００からの出力電流は前
記スロープ発生回路１４００および前記型金波相切換回
路９００ならびに前記ステップ電流発生回路１２００に
供給され、前記型金波相切換回路９００と前記ステップ
電流発生回路１２００の出力を流は、前記通電方向切換
回路１１００を介してＵ相駆動回路１６００とＷ相駆動
回路１７００に供給されるとともに、前記スロープ合成
回路１５００にも供給され、前記Ｕ相駆動回路１６００
の主出力電流と前記Ｗ相駆動回路１７００の主出力電流
はそれぞれＵ相の固定子巻線１が接続されたＵ端子とＷ
相の固定子巻線３が接続されたＷ端子に供給され、前記
Ｕ相駆動回路１６００と前記Ｗ相駆動回路１７００の一
部の出力電流が電流加算回路１８００によって加算され
て■相駆動回路１９００に供給され、前記Ｖ相駆動回路
１９００の出力電流はＶ相の固定子巻線２が接続された
■端子に供給されている。 第１図の実施例では、Ｊ端子にはモータの停止・回転の
指令信号が印加され、この指令信号は前記通電方向設定
回路１０００に直接に供給されて、外部からモータの回
転停止指令信号が印加されたときのブレーキ信号を作り
だすのに利用されるほか、初期北回８２０００を介して
前記ステップコントローラ５００と前記モード切換回路
７００の初期化に利用される。また、前記増幅器４００
の出力信号は回転停止検出器２１００にも供給され、前
記回転停止検出器２１００の出力信号は前記モード切換
回路７００に供給されて、モータの回転が停止している
ときには前記モード切換回路７００の出力状態を強制的
に３相準全波駆動の状態に移行せしめる。さらに、ＲＥ
Ｖ端子にはモータの回転方向の正逆切換信号が印加され
るが、前記ＲＥＶ端子が低電位にあるときにモータが正
方向に回転し、高電位にあるときには逆方向に回転し、
前記Ｊ端子が低電位にあるときに固定子巻線への通電は
停止され、高電位にあるときには固定子巻線への通電が
行われるように構成されている。 なお、本発明においてはモータの回転サーボシステムに
は言及しないが、ここではＦｉ子から得られる速度情報
をもとにＥｉ子を介して誤差信号増幅器１３００に誤差
電圧を帰還するものとする。 さて、各部の動作の概要を説明する前に、第１図および
第２図に示された直流無整流子モータの固定子巻線への
通電状態の切り換え動作について説明する。 第１図と第２図からも明らかなように、本発明の実施例
として説明している直流無整流子モータでは回転子の静
止位置の検出手段としては、３種類の構成要素を有する
円環状の識別帯５と、唯一のホールＩＣ６を備えている
だけであるから、回転子の静止位置に応じて３ｉｉ！ｌ
りの識別しかできない、ところが、よく知られているよ
うに３相全波駆動の形態をとろうとすれば、回転子の静
止位置に応じて６通りの位置検出情報が必要になる。 第１図に示された直流無整流子モータでは、モータの回
転速度がある程度上昇するまではホール夏Ｃ６の出力信
号をもとに３相の固定子巻線１゜２．３のすべてに電流
を供給することによって余分に電流を流して起動トルク
の低下を防ぎ、モータの回転速度が上昇して発電巻線７
から十分な信号が得られた後は、前記発電巻線７の出力
信号と前記ホールＩＣ６の出力信号をもとに３相全波駆
動のための通電切換信号を、分配器１００．順序回路２
００．ステップコントローラＳ００．同期トリガ回路６
００．モード切換回路７００．加減算指令回路８００、
型金波相切換回路９００１通電方向切換回路１１００、
ステップ電流発生回路１２００．スロープ発生回路１４
００．スロープ合成回路１５００によって構成された駆
動信号発生手段の内部で作りだすように構成されている
。この駆動形態の切り換えの原理を第３図を用いて説明
する。 第３図Ａは第２図のモータ構造において永久磁石４の主
磁極が正弦波着磁されている場合の各固定子巻線１．２
．３に電流を流したときに発生するトルク特性を示した
もので、第２図において固定子巻線１〜３．ホールＩＣ
６，発１！巻線７を含む固定子側が右に移動する場合の
回転トルクを正方向としている。第３図Ａの特性曲線ｕ
ａは第２図の固定子巻線１にＵ端子からＸ端子方向に電
流を流したときに発生するトルクを表しており、特性曲
線ｕｂは前記固定子巻線１にＸ端子からＵ端子方向に電
流を流したときに発生するトルクを表している。また、
特性曲線ｖａは固定子巻線２にｖｑ子からＸ端子方向に
電流を流したときに発生するトルクを表しており、特性
曲線ｖｂは前記固定子巻線２にＸ端子から■端子方向に
電流を流したときに発生するトルクを表している。さら
に、特性曲線Ｗａは固定子巻線３にＷ端子からＸ端子方
向に電流を流したときに発生するトルクを表しており、
特性曲線ｗｂは前記固定子巻線３にＸ端子からＷ端子方
向に電流を流したときに発生するトルクを表している。 一方、第３図Ｃは星形結線された３相の固定子ｔＪ９の
任意の２相にｉｊ！ｌ電したときの正方向の発生トルク
を、第３図Ａに示した個々の固定子巻線における発生ト
ルク比で示したもので、よく知られているように、３相
全波駆動のモータではこれらの曲線の包絡線が実際の出
力トルク波形となる。 すなわち、第３図Ｃにおいて、特性曲線ｗｖは第２図の
Ｗｉ子から■端子方向に通電したときに発生するトルク
、特性曲線ｕｖはＵ端子から■端子方向に通電したとき
に発生するトルク、特性曲線＋１ｗ１４Ｕｉ子からＷ端
子方向に通電したときに発生するトルク、特性面ＩＶＷ
はＶ端子からＷ端子方向に通電したときに発生するトル
ク、特性曲線ｖｕは■端子からＵ端子方向に通電したと
きに発生するトルク、特性曲線ｗ（２はＷ端子からＵ：
Ｊ７＠子方向に通電したときに発生するトルクをそれぞ
れ表している。 各固定子巻線が発生する最大トルクを１とすれば、３相
全波駆動においては６０”の電気角ごとに各固定子巻線
へのｉｉ！切り換えが行われるので、合成した後の最大
トルクＴ。３．最小Ｔｌ１Ｉｉｌ＋　平均トルクＴ　ｍ
　ｖ　Ｉ　は次式によって与えられる。なお、ここでは
各トルクはすべて無単位化して単なる指数で表している
。 第３図りはすでに説明したホールＩＣ６の出力信号波形
を示したものであるが、モータの回転子が停止している
状態においては、位置検出情報としては前記ホールＩＣ
６の出力信号した用いることができない。３種類の位置
検出情報だけを用いてモータを起動させるには３相半波
駆動の形態をとることが考えられるが、その場合には第
１図の星形結線された固定子巻線の中点であるＸ＠子を
プラスあるいはマイナス側の給電線路に直接接続するた
めのパワースイッチング素子が必要となる。 本発明の実施例では以下に述べる方法によってこのよう
な不都合を解消している。すなわち、前記ホールＩＣ６
の出力信号の３段階のレベル変化に対応させて、前記出
力信号が高電位にある区間を第１の通電区間、低電位に
ある区間を第２の通電区間、中間電位にある区間を第３
の通電区間とし、前記第１の通電区間においては第２図
のＵ端子から■端子およびｗｒ子への通電を行い、前記
第２のｉｌｌｌｌ間においては■端子からＷ端子および
Ｕ端子への通電を行い、前記第３のｉＩ！電区間におい
てはＷ端子からＵ端子および■端子への通電を行う、こ
のとき、３相の固定子巻線１，２．３による合成トルク
特性は第３図Ｂのようになり、特性面％％ｕｃが前記第
１の区間における通電による発生トルク、特性曲線ｖｃ
が前記第２の区間における通電により発生トルク、特性
曲線ｗｃが前記第３の区間におけるｉｔｔによる発生ト
ルクをそれぞれ表している。 したがって、理想的なタイミングで通電切り換えが行わ
れたときのモータの出力トルクは第３図Ｂの特性曲線の
包路線に等しくなり、３相の固定子巻線のうち主たる巻
線には他の２相の固定子巻線の電流の和に等しい電流が
流れることを考慮して最大トルクＴ１０．最小トルクＴ
　ｐａ　ｉ　Ｚ　＋　平均トルクＴ　ａ　ｖ　ｔを求め
るとつぎのようになる。 さて、第３式と第６式を比較すれば明らかなように、起
動時においても３相全波駆動時と同じ平均トルクを得る
ことができ、また、パワースイッチング素子を余分に追
加して３相半波駆動させた場合に比べて、起動電流を節
約することもできる。 ちなみに、いずれの駆動方式においても各固定子巻線の
ｌ相あたりの抵抗値は等しいものとすると、３相半波駆
動では起動電流が３相全波駆動の２倍　　゛になるが、
ここで説明した駆動方法によれば起動電流はほぼ３３パ
ーセント増加するだけである。 なお、以下の説明においてはこの駆動方法を３相準全波
駆動と呼び、３相全波駆動あるいは３相半波駆動と区別
する。 つぎに、第１図の実施例に示される主要部の具体的な構
成例とその動作の概要を説明して全体の動作の説明の一
助とする。 まず、第４図はホールＩＣ６の具体的な構成例を示した
回路結線図であり、よく知られているバンドギャップ基
準電圧源などを用いた定電圧回路部６１と、シリコン基
板上に形成されたホール発電体６２と、その他の信号処
理回路部分から構成されている。 第４図のホール発電体６２が第２図に示された識別帯５
ＯＮ極着磁された部分に対向しているときには前記ホー
ル発電体６２の一方の出力端子６２ａの電位が上昇し、
他方の出力端子６２ｂの電位は下降する。したがって、
トランジスタ６３のコレクタ電位が下降し、トランジス
タ６４のコレクタ電位が上昇するので、定電流トランジ
スタ６５に流れ込む電流の殆どがトランジスタ６６のコ
レクタ電流となる。 なお、第４図の回路において、前記定電流トランジスタ
６５のエミッタ倒に接続された抵抗６７と、定’Ｗ［）
ランジスタロ８のエミッタ側に接続された抵抗６９の抵
抗比率が３対４に設定されているので、前記定を流トラ
ンジスタ６５のコレクタ電流を４・Ｉｏとすると、前記
定電流トランジスタ６８のコレクタを流はほぼ３・１．
となる、また、プラス側のカレントミラー回路を構成す
る受電トランジスタ７０のエミッタ側に接続された抵抗
７１と、定電流トランジスタ７２．７３のエミッタ側に
接続された抵抗７４．７５の抵抗価が等しくなるように
設定され、定電流トランジスタ７６のエミッタ側に接続
された抵抗７７の抵抗値が前記抵抗７１の抵抗値の３倍
に設定されているので、前記定電流トランジスタ７２゜
７３のコレクタ電流はいずれも最大値でほぼ３・Ｉｏと
なり、前記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流はほ
ぼＩ。となる。 したがって、前記トランジスタ６６のコレクタ電流の４
分の３は前記定電流トランジスタ７３から供給され、残
りの４分の１だけがトランジスタ７８の第１コレクク７
８ａから供給される。このとき、出力端子６Ｃに接続さ
れた負荷抵抗７９には前記トランジスタ７８の第２コレ
クク７８ｂから■。のｔｉが供給されるとともに、前記
定電流トランジスタ７６からも夏。の電流が供給される
ので、前記抵抗７９の抵抗値をＲｏとしたとき、前記出
力端子６Ｃには２・Ｉｏ　・Ｒｏなる電位が現れる。 反対に、前記ホール発電体６２が前記識別帯５のＳ極着
磁された部分に対向しているときには、前記定電流トラ
ンジスタ６５に流れ込む電流の殆どがトランジスタ８０
のコレクタ電流となり、トランジスタ８１の第１コレク
タ８１ａと第２コレクタ８１ｂにもそれぞれ！。なる電
流が流れ、前記第２コレクタ８１ｂの電流はトランジス
タ８２とトランジスタ８３によって構成されたカレント
ミラー回路に供給される、したがって、このときには前
記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流の殆どあるい
はすべてが前記トランジスタ８３のコレクタに流れ込み
、前記出力端子６ｃの電位は零となる。 一方、前記ホール発電体６２が前記識別帯５の無着磁部
分に対向しているときには前記トランジスタ６６、８０
のコレクタ電流はほぼ平衡するので、前記トランジスタ
６６、８０のコレクタ電流のすべてが前記定電流トラン
ジスタ７２．７３から供給されて前記トランジスタ７８
．８１のコレクタ′：！ＬｖＬは零となり、前記負荷抵
抗７９には前記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流
だけが供給されて前記出力端子６ｃの電位は■。・Ｒｏ
となる。 このようにして前記ホール発電体６２の前記識別帯５へ
の対向位置によって前記ホールＴＣ６の出力電圧は３段
階に変化する。 第５図は第１図および第２図のように構成された直流無
整流子モータの主磁極と識別帯の相対的な位置関係と前
記ホールＩＣ６がら得られる位置検出信号の変化のもよ
うを示したもので、回転子上に設けられた識別帯５と固
定子上に配置されたホールＩＣ６の相対的な回転角度が
第５図の機械角もしくは電気角で示される如く変化した
とき、それに対応して前記ホールＩＣ６の出力電圧は第
５図へのように変化する。 ツキに、第６図は第１図に示された分配器１００の具体
的な構成例を示したもので、異なるスレシホールド電圧
を有する２種類のコンパレータ１１０および１２０と、
出力処理部１３０によって主要部が構成されており、出
力端子ｓ１、ｎｌ、ｚｌの電位は入力端子Ｐの３段階の
電位に応じて排他的に高電位に移行する。なお、第６図
の回路においてトランジスタ１１１と１１２あるいはト
ランジスタ１２１と１２２はそれぞれ前記コンパレータ
１１０あるいは１２０にシュミット機能を付加するため
に追加されている。 第７図は第１図に示された順序回路２００、回転方向判
別回路３００、ステップコントローラ５００、同期トリ
ガ回路６００、モード切換回路７００、加減算指令回路
８００、通電方向設定回路１０００、初期化回路２００
０の具体的な構成例を示したものであるが、最初に、初
期化回路２０００の動作について説明する。 なお、以後の論理回路の動作説明においては、すべて正
論理を用い、各入出力端子あるいは各信号線路が高電位
にあるときに活性状態にあるものとし、高電位の状態を
“１′で表現し、低電位の状態を０″で表現する。 初期化回路２０００は第７図からもわかるように各々の
入出力端子がそれぞれクロスカップリング接続された２
個のＮＡＮＤゲートによるＲＳフリフプフロソプと、４
人力ＮＡＮＤゲート２００１および２人力ＮＡＮＤゲー
ト２００２によって構成されているが、Ｊ端子のレベル
が°０゛から°１′に移行する以前に前記ＮＡＮＤゲー
ト２００１の入力端子のレベルのひとつが“０゛になっ
ていると、Ｊ端子のレベルが“１゛に移行した直後に前
記ＮＡＮＤゲー１−２００２の出力レベルが°０゛に移
行して初期化信号が出力される。この初期化信号はステ
ップコントローラ５００とモード切換回路７００の初期
化設定に使われるほか、前記モード切換回路７００を介
して順序回路２００と回転方向判別回路３００の初期化
設定に用いられる。 つぎに、順序回路２００の動作の概要を第５図に示され
た位置検出信号の出力信号波形に基づいて説明する。第
７図に示された順序回路は各々の入出力端子がそれぞれ
クロスカップリング接続された２個のＮＡＮＤゲート２
０１．２０２による゛ゲート対と、各々の入出力端子が
それぞれクロスカップリング接続された２個のＮＡＮＤ
ゲート２０３．２０４によるゲート対と、これらのゲー
ト対を連結する２個のＮＡＮＤゲート２０５．２０６に
よって主要部が構成されている。 第５図Ａの信号波形はすでに説明したように第１図のホ
ールＩＣ６の出力信号を示したものであり、第５図Ｂ、
Ｃ，Ｄの信号波形は前記ホール■Ｃ６の出力信号をもと
に第６図に示した分配器１００によって出力端子ｎ１、
ｓｌ、２１（これらの端子は第７図においては入力端子
となる。）に分配された後の各信号線路に現れる信号波
形であり、第５図Ｅ、Ｆ、Ｇの信号波形はそれぞれ前記
ＮＡＮＤアゲート０３．　２０１とインバータ２０７の
出力信号波形である。 Ｊ＠子のレベルが“Ｏｏになっているとき、もしくはＪ
ｉ子のレベルが０°から°ビに移行した直後に、モード
切換回路７００を構成するＡＮＤゲート７０４によって
前記ＮＡＮＤゲート２０２および２０４の出力レベルは
強制的に“ビに移行せしめられる。したがって、モータ
の起動直後には前記ＮＡＮＤゲート２０３の出力レベル
と、前記ＮＡＮＤゲート２０１の出力レベルと、前記イ
ンバー９２０７の出力レベルは、それぞれｎ１端子、Ｓ
１端子、ｚ１端子のレベルと同じになっている。 いま仮に、第１図のホールＩＣ６が第５図の電気角が０
°の位置に対向しているものとすると、前記インバータ
２０７の出力レベルが°１゛　となり、前記ＮＡＮＤゲ
ート２０１．　２０３の出力レベルはいずれも°０゛と
なるが、モータの回転子が回転を開始して前記ホールｌ
ｃ６が識別帯５のＮｉ着磁された部分に対向するとｚｌ
ｉ子のレベルが“０′に移行し、代わってｎｌｉ子のレ
ベルが°ｌ゛に移行する。ただし、ここではＲＥＶ端子
のレベルは０゛に保持されていてモータの回転子は正方
向回転をし、回転方向判別回路３００を構成するＤフリ
ップフロップ３０１の出力レベルは“０°になっている
ものとする。 ｎｌｉ子のレベルが°１′に移行する以前にＮＡＮＤゲ
ート２０２の出力レベルが°ｌ°になっているので、続
いてＮＡＮＤゲート２０５の出力レベルが“Ｏｏに移行
し、ＮＡＮＤゲート２０３とＮＡＮＤゲート２０４によ
るゲート対の出力状態を反転させて、前記ＮＡＮＤゲー
ト２０３の出力レベルが１゛になり、前記ＮＡＮＤゲー
ト２０４の出力レベルは“０°　となる、この変化によ
って前記インバータ２０７の出力レベルは０゛に移行し
、前記ＮＡＮＤゲー）　２０４の出力レベルが“ビに移
行する。 さらに続いて回転子が回転して、前記ホール■Ｃ６が第
５図の電気角１８０°の位置にさしかがると、第５図り
に示すように、ｚ１端子のレベルが再び°１”に移行す
るが、この時点では前記ＮＡＮＤゲート２０４の出力レ
ベルが“０°に移行しているので、ＮＡＮＤゲート２０
６の出力レベルは変化せず、前記ＮＡＮＤゲート２０３
．　２０１．前記インバータ２０７の出力状態も変化し
ない。 続いて、Ｓ１端子のレベルが“１゛になると、それ以前
に前記ＮＡＮＤゲート２０６の出力レベルが“１°にな
っているので、ＮＡＮＤゲート２０１とＮＡＮＤゲート
２０２によるゲート対の出力状態が反転して前記ＮＡＮ
Ｄゲート２０２の出力レベルが°１′に移行し、前記Ｎ
ＡＮＤゲート２０４の出力レベルは＋　０１　に移行す
る。 結局、第７図に示された順序回路はあらかじめ順序づけ
された通りに入力端子が活性状態になったときにのみ、
入力を出力に反映させる機能を有している。 このようにして第７図のｎｌ端子、Ｓ１端子、ｚ１端子
に第５図Ｂ、Ｃ，Ｄに示すような位置検出信号が供給さ
れたとき、前記ＮＡＮＤゲート２０３あるいはｎ２端子
、前記ＮＡＮＤゲート２０１、前記インバータ２０７あ
るいは２２端子には第５図Ｅ、Ｆ、Ｇに示すような駆動
指令信号が出力される。 なお、第５図からもわかるように、モータが逆方向に回
転しているときにはｎｌｉ子、Ｓｌ端子、ｚｌ端子に供
給される信号の到来順序がｎｌ、ｚｌ、ｓｌの順になり
、ｎｌとｓｌの信号が入れ替わった形になる。第７図の
ＮＡＮＤゲート２０８．２０９．２１０．２１１　２１
２による切換回路は、モータの回転方向の正逆に拘らず
、順序回路２００に同じ条件で動作させるために付加さ
れている。 つぎに、第７図に示された回転方向判別回路３００は、
モータの回転子が正方向に回転している状態と逆方向に
回転している状態とでは、ｎ１端子、Ｓ１端子、ｚ１端
子が活性状態に移行する順序が異なることを利用して回
転方向の判別を行うが、この動作の概要を第８図および
第９図に示した信号波形図に基づいて説明する。 まず、Ｄフリップフロップ３０１はすでに説明したＮＡ
ＮＤゲート７０４の出力レベルが°０′になっている間
はその出力レベルがＲＥＶ端子のレベルと同じになるよ
うに初期化される。 第８図Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄはそれぞれ、モータが正方向に回
転している状態でのｆ１端子、ｎｌ端子、ｓ１端子、ｚ
ｌ端子に供給される信号波形を示したものであり、第８
図ＥはこのときのＮＡＮＤゲ−ｌ−３０２の出力信号波
形であり、第８図Ｆ、Ｇ、ＨＳ　Ｉ、Ｊ、、にはそれぞ
れＮＡＮＤゲート３０３．３０４．３０５．３０６．３
０７．３０８の出力信号波形であり、第８図り、Ｍはそ
れぞれＤフリップフロソーブ３０１、ＮＡＮＤゲート３
０９の出力信号波形である。 第８図において、時刻ｔ１以前のｓｌ端子のレベルが“
１°になっている期間は、ＮＡＮＤゲート３０２とＮＡ
ＮＤゲート３１ＯによるＲＳフリ７ブフロンブはりセン
トされ、ＮＡＮＤゲート３０３とＮＡＮＤゲート３０４
によるＲＳＳフリツブフロツブセントされ、また、それ
以前にＮＡＮＤゲート３０６とＮＡＮＤゲート３０７に
よるＲＳフリップフロップはリセットされているので、
ｓｌｉ子に供給される信号のトレイリングエツジが到来
した後に、時刻ｔ１において、ｒ１端子に供給されるＦ
Ｇ傷信号リーディングエツジが到来したとき、前記ＮＡ
ＮＤゲート３０５の出力レベルが０°に移行し、その結
果、前記ＮＡＮＤゲート３０６と前記ＮＡＮＤゲート３
０７によるＲＳフリソブフロンプの出力状態が反転して
、前記ＮＡＮＤゲート３０６の出力レベルが１゛に移行
する。　゛ 時刻ｔ、において、ＦＣ信号のトレイリングエツジが到
来すると、前記ＮＡＮＤゲート３０８の出力レベルが０
°に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート３０３と前記Ｎ
ＡＮＤゲート３０４によるＲＳフリソブフロフプの出力
状態が反転し、続いて、前記ＮＡＮＤゲート３０６と前
記ＮＡＮＤゲート３０７によるＲＳＳフリップフロツブ
出力状態も反転し、前記ＮＡＮＤゲート３０８の出力レ
ベルは再び“１゜に戻る０時刻ｔ２における前記ＮＡＮ
Ｄゲート３０７の出力レベルの１°への移行によってＤ
フリップフロップ３０１がトリガされ、トリガ時点の前
記ＮＡＮＤゲート３０２の出力レベルは“Ｏｏになって
いるから、前記Ｄフリップフロップ３０１の出力レベル
も°０°になる。 時刻

【、から時刻り、あるいは時刻ｔ、から時刻ｔ、に
かけても同様の動作を操り返し、モータの回転子が正方
向に回転している限り、前記Ｄフリップフロップ３０１
の出力レベルは°０°になり、このときにＲＥＶｉ子を
介して正方向回転の指令信号が与えられていたとすると
、ＮＡＮＤゲート３１１の出力レベルが０°になるので
、ＮＡＮＤゲート３０９の出力レベルは“１°になる。 一方、モータの回転子が逆方向に回転しているときには
、第７図の回転方向判別回路３００の各部の信号波形は
第９図のようになり、時刻ｔ２において前記Ｄフリップ
フロップ３０１がトリガされる直前の前記ＮＡＮＤゲー
ト３０２の出力レベルは常に１゛であるので、前記Ｄフ
リップフロップ３０１の出力レベルも常に“１゛になり
、ＲＥＶｉ子には正方向回転の指令信号が与えられてい
たとすると、前記ＮＡＮＤゲート３０９の出力レベルが
“０゜になって、指令に対して反対方向の回転であるこ
とを示す出力信号がｅｎｉ子に送出される。 なお、ｄｒ端子には前記Ｄフリップフロップ３０１の出
力信号がそのまま印加されるので、この端子のレベルは
モータの回転子が正方向に回転しているときには０°に
なり、モータの回転子が逆方向に回転しているときには
“１°になる。 つぎに、第７図のステップコントローラ５００の動作の
概要を第１０図に示した信号波形図に基づいて説明する
。 第１０図Ａ、Ｂは、それぞれＮ　Ａ　Ｎ　Ｄゲート２０
１の出力信号と、ｆ１端子に供給されるＦＣ信号の１３
号波形を示したものであり、第１０図Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ、
Ｇは、それぞれＮＡＮＤゲート５０１．５０２．５０３
．５０４．５０５の出力信号波形を示したものである。 さらに、第１０図Ｈ，Ｉ、Ｊ、に、Ｌ、Ｍは、それぞれ
インバータ５０６．　３ビツトのダウンカウンタを構成
するＴフリップフロップ５０７．５０８．５０９と、Ｎ
ＡＮＤゲート５１０．５１１の出力信号波形を示したも
のであり、第１Ｏ図Ｎ、Ｏは、それぞれＮＡＮＤゲー）
　５１２．　５１３の出力信号波形を示したものであり
、第１０図ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆは、それぞれ第７図
のｕ　ｍ　Ｏ’ｔＢ子、ｕ　ｍ　ｌ端子、ｕ　ｍ　２　
：ｊ′ａ子、ｕｍ３端子、ｕｍ４端子、ｕ　ｍ　５端子
に現れる出力信号を示したものであり、第１０図ｇｓ　
ｈｓ　　ｔｓ　　Ｊは、それぞれ第７図のｕｓｌ端子、
ｕｓ２端子、ｕｓ３端子、ｕｓ４端子に現れる出力信号
を示したものであり、第１０図ｋ、Ｌｍ、ｎ、０、ｐは
、それぞれ第７図のｗｍＯ端子、Ｗｍｌ端子、ｗｒｒ１
２端子、ｗｍ３端子、ｗｍ４端子、ｗｍ５端子に現れる
出力信号を示したものであり、第１０図ｑ、、ｒ、ｓ、
ｔは、それぞれ第７図のｗｓ１端子、ｗｓ’ｌ端子、ｗ
ｓ３端子、ｗｓ４端子に現れる出力信号を示したもので
ある。 第１０図の時刻１以前にＮＡＮＤゲート５１４゜５１５
、　５１６の出力レベルが“１″であって、ＮＡＮＤゲ
ート５１７の出力レベルが“Ｏｏになっていて、しかも
前記ＮＡＮＤゲート２０１の出力信号のリーディングエ
ツジがすでに到来しているもとで、時刻１．においでｆ
１端子に供給されるＦＧ倍信号リーディングエツジが到
来すると、ＮＡＮＤゲート５０１の出力レベルが°０°
に移行し、その結果、ＮＡＮＤゲート５０２の出力レベ
ルが“１°に移行するとともに前記ＮＡＮＤゲート５１
５ノ出カレイカレベル°に移行してこの状態が保持され
る。 時刻ｔ２において、ＦＣ信号のトレイリングエツジが到
来すると、前記ＮＡＮＤゲー）　５０１の出力レベルは
’ｘ°に戻ルカ、ＮＡＮＤゲート５０３（７）出力レベ
ルカ“Ｏｏに移行するので、ＮＡＮＤゲート５０４の出
力レベルが“１゛に移行するとともに前記ＮＡＮＤゲー
ト５１６の出力レベルは“０“に移行する。 時刻【、においで、再びＦＣ信号のリーディングエツジ
が到来すると、ＮＡＮＤゲート５ｏ５の出力レベルが０
゛に移行し、その結果、前記ＮＡＮＤゲート５１７の出
力レベルが“１°に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート
５１４の出力レベルは０°に移行し、前記ＮＡＮＤゲー
ト５１５の出力レベルはｌ°に移行する。これによって
前記ＮＡＮＤゲート５０２の出力レベルが°０゛になり
、さらに、前記ＮＡＮＤゲート５１６の出力レベルがｌ
°　となり、続いて前記ＮＡＮＤゲート５０４の出力レ
ベルが°０°になるので、前記ＮＡＮＤゲート５０５の
出力レベルが“１゛に戻って一連の動作が終了する。 結局、時刻ｔ０から時刻ｔ、にかけて前記ＮＡＮＤゲー
ト２０１の出力信号と、ｆ１端子に供給されるＦＣ信号
が第１０図Ａ、Ｂに示したように変化したとき、時刻ｔ
２から時刻ｔ、にかけての間に前記ＮＡＮＤゲート５１
６の出力レベルが°０°になってＴフリップフロップ５
０７がリセツトされ、同時にＡＮＤゲート５１Ｂを介し
てＴフリップフロップ５０８．　５０９がセントされ、
ＮＡＮＤゲート５１０とＮＡＮＤゲート５１９によって
構成されたＲＳフリップフロップの出力状態も反転して
、前記ＮＡＮＤゲート５１０の出力レベルは“１゛に移
行する。 すなわち、前記ＮＡＮＤゲート５０４の出力信号は前記
Ｔフリツプフロツプ５０７．５０Ｂ、５０９および前記
ＲＳフリソプフロンプによって構成された４ピントのダ
ウンカウンタのブリセント信号となり、時刻【２の時点
でこのカウンタの出力は（１１１０）にプリセットされ
、このプリセットは時刻も、まで持続する。 時刻ｔ４においてＦＧ倍信号トレイリングエツジが到来
すると、４ビツトのカウンタは再びダウンカウント動作
を始めるが、時刻ｔ１４において、カウンタのカウント
値が（１０００）になると、ＮＡＮＤゲートの５２０の
出力レベルが“０゛になり、続いて、ＮＡＮＤゲート５
１１とＮＡＮＤゲート５２１によって構成されたＲＳフ
リップフロップの出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲー
ト５１１の出力レベルが“０゛に移行する。その結果、
前記ＮＡＮＤゲート５１０と前記ＮＡＮＤゲート５１９
によるＲＳＳフリップフロップ出力・状態も反転し、前
記ＮＡＮＤゲート５１Ｏの出力レベルが“０°に移行す
るとともに、前記ＡＮＤゲート５１８を介して前記Ｔフ
リツプフロツプ５０８と前記Ｔフリツプフロツプ５０９
がセットされる。 したがって、時刻ｔＩ４の時点で４ピントのカウンタの
出力は（０１１０）にプリセントされ、時刻ｔ’ｓにお
いて、再びＦＣ信号のリーディングエツジが到来すると
、前記ＮＡＮＤゲート５１１の出力レベルが１゛に戻る
ので前記Ｔフリフプフロフプ５０８と前記Ｔフリツブフ
ロップ５０９のセントは解除されて時刻ｔｌ＆から４ピ
ントのカウンタはダウンカウント動作を再開する。 以後、時刻ｔ０において前記ＮＡＮＤゲート５１６が再
びプリセント信号を発生するまでダウンカウント動作が
続くが、時刻ｔｔｂにおいて、ＦＧ倍信号リーディング
エツジが到来すると、時刻ｔ２の時点と同様の動作が繰
り返される。 このようにして、４ビツトのカウンタのカウント値は位
置検出信号の１周期の間に１０進表示で、１４．１３．
１２．１１．１０．９．６．５．４．３．２、■の順で
減少していくが、このカウンタのクロック信号となるＦ
Ｇ倍信号仮想カウンタのＬＳＢ出力と見なすならば、カ
ウンタのビット数は、５となり、そのカウント値は位置
検出信号の１周期の間に１０進表示で、２９．２８．２
７．２６．２５．２４．２３．２２．２１．２０．１９
．１８．１３．１２．１１．１０２９．８．７．６．５
．４．３．２の順で減少していく。 一方、ＮＡＮＤゲート５２２．５２３．５２４．５２５
．５２６．５２７．５２８．５２９．５３０は５ビツト
の仮想カウンタの下位４ピントの出力をデコードするデ
コーダを構成している。前記ＮＡＮＤゲート５２２ハカ
ウンタの下位４ビフトの出力が（１１００）になったと
きにその出力レベルが“０°になり、前記ＮＡＮＤゲー
ト５２３はカウンタの下位４ビツトの出力が（１０１１
）もしくは（１０１０）になったときにその出力レベル
が“０°になり、前記ＮＡＮＤゲ−ト５２４はカウンタ
の下位４ビツトの出力が（１０１０）　ニなったときに
その出力レベルが“０・になり、前記ＮＡＮＤゲート５
２５はカウンタの下位４ビツトの出力が（ｔｏｏｌ）も
しくは（１０００）になったときにその出力レベルが“
Ｏｏになり、前記ＮＡＮＤゲート５２６はカウンタの下
位４ビツトの出力が（１０００）になったときにその出
力レベルが“Ｏｏにな性、前記ＮＡＮＤゲート５２７は
カウンタの下位４ビツトの出力が（０１１０）になった
ときにその出力レベルが“Ｏｏになり、前記ＮＡＮＤゲ
ート５２８はカウンタの下位４ビツトの出力が（０１０
０）になったときにその出力レベルが“０゜になり、前
記ＮＡＮＤゲート５２９はカウンタの下位４ビツトの出
力が（００１１）から（０００１）の間でその出力レベ
ルが“０゛になり、前記ＮＡＮＤゲ−ト５３０はカウン
タの下位４ピントの出力が（００１０）になったときに
その出力レベルが°０゛になる。 これらのデコーダはステップ電流波形を作りだすための
区間信号を発生する目的に利用されるほか、第１０図Ｎ
の信号波形と第１０図０の信号波形を作りだすためにも
利用される。 すなわち、時刻ｔ、において５ビツトの仮想カウンタの
出力が（１１１００）になるので前記ＮＡＮＤゲート５
２２の出力レベルが“Ｏｏに移行するが、これによって
ＮＡＮＤゲート５３１の出力レベルが′０”に移行し、
続いてＮＡＮＤゲート５３２の出力レベル“１°に移行
し、その結果、ＮＡＮＤゲート５１３の出力レベルが“
０°に移行する。時刻ｔ’ｓにおいても５ビツトの仮想
カウンタの出力がＣ０１１００）になるので前記ＮＡＮ
Ｄゲート５２２の出力レベルが“０″に移行するが、今
度はＮＡＮＤゲート５３３の出力レベルが０゛に移行し
、続いて、前記ＮＡＮＤゲート５１３の出力レベルが“
１°に移行し、その結果、前記ＮＡＮＤゲート５３２の
出力レベルが“０°に移行する。 さらに、時刻ｔ、において５ビツトの仮想カウンタの出
力が（１０１００）になるので前記ＮＡＮＤゲート５２
８の出力レベルが“０゛に移行するが、これによってＮ
ＡＮＤゲート５３４の出力レベルが°０゛にｆ多行し、
続いて、ＮＡＮＤゲート５３５の出力レベルが“１”に
移行し、その結果、ＮＡＮＤゲート５１２の出力レベル
が“０°に移行する。 時刻ｔｔｌにおいても５ビツトの仮想カウンタの出力が
（００１００）になるので前記Ｎ　Ａ　Ｎ　Ｄゲート５
２８′の出力レベルが“０゛に移行するが、今度はＮＡ
ＮＤゲート５３６の出力レベルが“０゛に移行し、続い
て、前記ＮＡＮＤゲート５１２の出力レベルが　　　□
“１゛に移行し、その結果、前記ＮＡＮＤゲート５３５
の出力レベルが“０°に移行する。 また、第７図の出力端子ｕ　ｍ　Ｑ　〜ｕ　ｍ　５、ｕ
ｓ１〜ｕＳ４、ｗｍ　ＯＡ−ｗｍ　５、ｗｓｌ　〜ｗｓ
４には第１０図ａ　−ｔに示された区間信号が出力され
るが、これらの区間信号の生成方法について説明する。 まず、ｕｍＱ端子、ｗｍＱ端子には前記ＮＡＮＤゲート
５２訳　５２２の出力信号と同じ信号波形が送出され、
これらはそのままステップを浦波形の最小値区間のため
の信号として利用される。また、ｕｍ５端子、ｗ　ｍ　
５　端子には前記ＮＡＮＤゲート５２４．５２７の出力
（３号を反転したものが送出され、これらはステップ電
流波形の最大値区間のための信号として利用される。こ
れ以外の区間信号はＮＡＮＤ　ゲー　ト　５３７、　５
３８、　ＮＡＮＤ　ゲー　ト　５３９．５４０、ＮＡＮ
Ｄゲート５４１．５４２、ＮＡＮＤゲート５４３．５４
４、ＮＡＮＤゲート５４５．５４６によって構成された
５個のＲＳフリップフロップの出力信号と、Ｔフリップ
フロップ５０７〜５０９の出力信号を組み合わせて生成
される０例えば、区間信号ｕｍ４には前記ＮＡＮＤゲー
ト５３７の出力信号が利用され、区間信号ｕｓ３には前
記Ｔフリツブフロップ５０９の出力信号が利用され、区
間信号ｗｍ２には前記ＮＡＮＤゲート５４１の出力信号
が利用され、区間信号ｗｓ３には前記ＮＡＮＤゲート５
３９の出力信号が利用される。 つぎに、第７図のモード切換回路７００の動作について
説明する。 モード切換回路７００はＤフリンブフロンプ７０１とＮ
ＡＮＤゲート７０２、インバータ７０３、ＡＮＤゲート
７０４．７０５、ＮＡＮＤゲート７０６によって構成さ
れている。 Ｊｉ子のレベルが°０°である間に前記Ｄフリ７プフロ
ソブ７０１の出力レベルが°０°になっていると、Ｊ端
子のレベルが“１゛に移行した直後に初期化回路２００
０を構成するＮＡＮＤゲート２００２の出力レベルが“
Ｏｏに移行するので、モータの起動時には前記Ｄフリツ
ブフロップ７０１の出力レベルは１゛になっている。 モータの回転速度の上昇に伴ってｆｌ端子にＦＧ倍信号
供給されるようになり、それによってステップコントロ
ーラ５００が正規の動作を開始し、ＮＡＮＤゲート５１
６によるカウンタのプリセットが規則正しく行われるよ
うになって、第１０図の時刻ｔ０から時刻ｔ１の中間点
において、順序回路２００を構成するＮＡＮＤゲート２
０１の出力信号のリーディングエツジが到来したときに
、ステップコントローラ５００を構成するＮＡＮＤゲー
ト５２９の出力レベルが“０゛に移行していると、前記
Ｄフリ・／ブフロソプ７０１の出力レベルが０°に移行
する。 このＤフリップフロンデフ０１の出力信号はモード切換
信号としてｍｄ端子に送出されるほか、同期トリガ回路
６００．加減算指令回路８００１通電方向設定回路１０
００にも供給される。なお、ｍｄ端子のレベルがＯ°の
とき型金波駆動のモードにあり、“ｌ゛のときには全波
駆動のモードにある。 また、ＮＡＮＤゲート７０２の出力信号はｂｋ端子に送
出されるが、前記ＮＡＮＤゲート７０２の出力レベルは
Ｊ端子のレベルが“０゛であって、しかも前記Ｄフリツ
プフロツプ７０１の出力レベルが１゛になったときに、
“０゛となり、この出力は通電方向切換回路１１００を
介してＵ相駆動回路１６００、Ｗ相駆動回路１７００、
■相駆動回路１９００にホールＩＣ６への給電のため片
方向のみを行わせる目的に利用される。 ＡＮＤゲート７０４は初期化回路２０００が初期化信号
を送出したとき、あるいは前記ＮＡＮＤゲート７０２が
出力信号を送出したときに順序回路２００と回転方向判
別回路３００を初期化し、ＡＮＤゲート７０５は前記初
期化回路２０００が初期化信号を送出したとき、あるい
は回転停止検出器２１００がｑｔ端子のレベルを°１°
に移行せしめたときに前記Ｄフリフプフロップ７０１と
ステップコントローラ５００を初期化する。 つぎに、加減算指令回路８００の動作について第１１図
の信号波形を参照しながら説明する。 第１１図は全波駆動時のステップ電流波形ならびにこの
ステップ電流波形をもとにして作りだされる３相の駆動
電流波形の生成過程を示す信号波形図であり、第１１図
Ａ、Ｂの信号波形はそれぞれ第１０図Ａ、Ｂの信号波形
と同一のものであり、第１１図Ｃ，，Ｄ、Ｅ、Ｆの信号
波形はそれぞれ第１Ｏ図Ｈ１！、Ｊ、Ｋに示された信号
波形と同一のものであリ、これらは他の信号波形のタイ
ミング参照用に示したものである。°また、第１１図Ｃ
の信号波形の上部に記された記号はすでに説明した５ピ
ントの仮想カウンタの下位４ピントのカウント値を１６
進表示したものである。さらに、第１１図ＧおよびＨは
第７図のＮＡＮＤゲート５４３およびＮＡＮＤゲート５
４５の出力信号波形であり、第１１図Ｉは第１図のスロ
ープ発生回路１４００の出力信号波形であり、第１１図
Ｊ、　Ｋ、　Ｎ、　Ｏはいずれも第１図のステップ電流
発生回路１２００の出力信号波形であり、第１１図り、
Ｐは第１図のスロープ合成回路１５００の内部において
作りだされる信号波形であり、第１１図Ｍ。 Ｑはそれぞれ第１図のＵ相駆動回路１６００とＷ相駆動
回路１７００に供給される駆動電流波形であり、第１１
図Ｒ，Ｓはそれぞれ第７図のｕ１端子、ｗｌ端子に供給
される通電方向設定回路１０００の出力信号波形であり
、第１１図Ｔ、　　Ｕはいずれも第１図の電流加算回路
１８００によって作りだされるＶ相の駆動電流波形であ
る。 第１１図Ｍの電流波形は、第１図のステップ電流発生回
路１２００から発生される第１１図Ｊの電流波形に第１
図のスロープ発生回路１４００から発生される第１１図
１の電流波形を第１図のスロープ合成回路１５００によ
って合成して得られるが、この際に、時刻ｔｚから時刻
ｔ１．．の区間においては第１１図Ｊの電流値に第ｉｎ
Ｋの電流値でリミットされた第１１図りの電流値を加算
し、時刻ｔｉｔから曹吹刻ｔ２３の区間においては第１
１図ＪＯｔ流値から１１図にの電流値でリミットされた
第１１図りの電流値を減算することによって第１１図Ｍ
の電流波形を作りだしている。 加減算指令回路８００はこれらの加算・減算の指令信号
をスロープ合成回路１５００に送出する機能を有してお
り、第１１図Ｍに示されたＵ相の駆動電流波形を作りだ
すための時刻ｔ、から時刻ｔｌｔまでの区間信号、ある
いは時刻１．から時刻ｔｔｘまでの区間信号としてはス
テップコントローラ５００を構成するＮＡＮＤゲート５
４３．５４４によるＲＳフフリソプフロフプの出力信号
が利用され、第１１図Ｑに示したＷ相の駆動電流波形を
作りだすための時刻ｔ、から時刻（、までの区間信号、
あるいは時刻ｔ、から時刻ｔｌ＋までの区間信号として
はステップコントローラ５００を構成するＮＡＮＤゲー
ト５４５．５４６によるＲＳフリ７ブフロフプの出力信
号が利用される。なお、これらの区間信号はｍｄ端子の
レベルが°１°になっているときにＮＡＮＤゲート８０
１あるいはＮＡＮＤゲート８０２を介してｕａｉ子ある
いはｗａ端子に送出されるが、ｍｄ端子のレベルが“０
°のときには、ｕａ端子には順序回路２００を構成する
ＮＡＮＤゲート２０１の出力信号が送出され、ｗａ端子
にはｎ’　２端子に送出される信号と同じ出力信号が送
出される。 つぎに、通電方向設定回路１０００は、ｍｄ端子のレベ
ルが“１゛になっているとき、すなわち全波駆動の状態
にあるときに第１１図Ｒおよび第１１図Ｓの信号をｕ１
端子、Ｗ１端子を介して第１図の通電方向切換回路１１
００に送出し、一方、ｍｄ端子のレベルが“Ｏｏになっ
ているときにはそのレベルがモータの回転子の回転位置
には無関係な信号をｕ１端子、Ｗ１端子に送出する。ま
た、Ｊ端子、ｄｒ端子、ｅｎ端子、ｄｎ端子のレベルに
応じて第１表に示すようにｕ１端子＋　Ｗｌ端子に送出
する信号の位相を反転せしめる。 まず、ＮＡＮＤゲート１００１．１００２．１００３．
１００４．１００５．１００６によって構成された切換
回路は、モータが正方向に回転していてｄｒ端子のレベ
ルが“０°になっているときにはステップコントローラ
５００を構成するＮＡＮＤゲート５１２の出力信号をｕ
１端子に送出し、ＮＡＮＤゲー）　５１３の出力信号を
ｗｌ端子に送出するが、モータが逆方向に回転していて
ｄｒｉ子のレベルが、１°になっているときには前記Ｎ
ＡＮＤゲート５１２の出力信号をＷ１端子に送出し、前
記ＮＡＮＤゲート５１３の出力信号をｕ１端子に送出す
る。これは順序回路２００におけるモータの回転方向の
正逆に応じてのＳ１信号と０１信号の切り換え操作に対
応している。なお、順序回路２００における位置検出信
号の入れ換えによって、第１１図人の信号波形のリーデ
ィングエツジは、モータの回転方向の正逆に拘らず、常
に第２図の識別帯５のＮ極に着磁された部分とＳ極に着
磁された部分の境界位置を示すことになり、例えば、着
磁のばらつきなどによって前記識別帯５の無着磁部分の
幅が均一でなくなったとしても、３相全波駆動に移行し
てからは第１図のＵ、Ｖ、Ｗの各相には均一な幅を有す
る駆動信号が分配されることになり、また、回転方向の
切り換えに際しても通電開始のタイミングがずれること
はない。 また、ｍｄ端子のレベルが°Ｏ゛になっているときには
前記ＮＡＮＤゲート１００３．１００６の出力レベルは
前記ＮＡＮＤゲート５１２．　５１３の出力に関わりな
く　ｌ゛に移行する。 前記ＮＡＮＤゲー）　１００３．１００６の出力信号は
インバータ１００７、ＮＡＮＤゲート１００８．１００
９Ａ　Ｎ　Ｄゲー）　１０１０によって構成された第１
の排他的論理和回路と、インバータ１０１１．　ＮＡＮ
Ｄゲート１０１２．１０１３、Ａ　Ｎ　Ｄゲート１０１
４によって構成された第２の排他論理和回路を介してｕ
１端子とＷ１＃Ｉ子に伝達されるが、これらの排他的論
理和回路はＮＡＮＤゲート１０１５の出力レベルが“０
゛のときには入力信号をそのまま伝達し、前記ＮＡＮＤ
ゲート１０１５の出力レベルが°ｌ°のときには入力信
号を位相反転して伝達する。 第１表は前記ＮＡＮＤゲー）　１０１５の出力レベルｅ
ｘが“ビになる入力条件を示したものである。 なお、ｄｎ端子には後述するように第１図の誤差信号増
幅Ｘｌ１１３００からの加速・減速の指令信号が供給さ
れ、減速指令が供給されたときにそのレベルが１゛に移
行する。 第１表ａ）において、Ｊ端子のレベルが“１゛であって
、しかもモータが正方向に回転し、前記誤差信号増幅器
１３００から減速指令が送出されてｄｎ５ｉ子のレベル
が“１゛に移行したときにはモータを減速させるために
前記ＮＡＮＤゲー）　１０１５の出力レベルが“１°に
移行する。また、第１表ｂ）において、モータが正方向
に回転している状態で回転方向下−敗信号が送出されて
ｅｎ端子のレベルが°０゛に移行したときにも前記ＮＡ
ＮＤゲート１０１５の出力レベルが１゛に移行し、第１
表Ｃ）において、モータが逆方向に回転している状態で
前記誤差信号増１！！３１３００から加速指令が送出さ
れているときにも前記ＮＡＮＤゲート１０１５の出力レ
ベルが°１°に移行していずれもモータを逆方向に回転
させるかあるいは逆方向の回転を持続させるように通電
方向設定回路１０００が動作する。さらに、第１表ｄ）
に 第１表 おいて、Ｊｉ子のレベルが０°であってモータが正方向
に回転しているときにも前記ＮＡＮＤゲート１０１５の
出力レベルが“１°に移行するが、これはモータの正方
向の回転中に外部から回転停止１旨令信号が供給された
ときに一時的にモータに逆トルクを発生せしめてモータ
を速やかに停止させる目的で付加された機能である。 つぎに、第７図の同期トリガ回路６００は、Ｘ２端子を
介して、第１図のスロープ発生回路１４００に鋸歯状波
を発生させるためのトリガ信号を送出するが、このトリ
ガ信号は、ｍｄｉ子のレベルが１°になっているときに
は【１端子に供給させるＦＧ倍信号リーディングエツジ
とトレイリングエツジに同期しており、ｍｄ端子のレベ
ルが０“になっているときには順序回路２００から供給
させる３種類の位置検出信号のリーディングエツジに同
期している。 まず、ｍｄｉ子のレベルが１°であって、スロープ発生
回路１４００からの復帰信号が供給されるｘｌ端子のレ
ベルが“０′になっているとき、ＦＧ倍信号トレイリン
グエツジが到来するとＮＡＮＤゲート６０１の出力レベ
ルが°Ｏ°に移行してＸ２端子のレベルを°１°に移行
せしめるが、スロープ発生図Ｂ１４００から復帰信号が
送出されてＸ１端子のレベルが１°に移行するとＮＡＮ
Ｄゲート　６０２とＮＡＮＤゲート６０３によるＲＳＳ
フリップフロノブ出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲー
トロ０３の出力レベルが°Ｏ゛に移行するので、前記Ｎ
ＡＮＤゲート６０１の出力レベルも　１゛に戻る。また
、ＦＣ信号のリーディングエツジが到来するとＮＡＮＤ
ゲート６０４の出力レベルが０゜に移行してｘ２端子の
レベルを“１′に移行せしめるが、ｘｌｉ子のレベルが
“１′に移行するとＮＡＮＤゲート　６０５とＮＡＮＤ
ゲート６０６によるＲＳフリンブフロフブの出力状態が
反転して前記ＮＡＮＤゲート６０３の出力レベルが“０
°に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート６０１の出力レ
ベルも　°ｌ°に戻る。 一方、ｍｄＱ子のレベルが“０°のときには、ＮＡＮＤ
ゲー）　６０７．　６０８．　６０９による切換回路に
より、てＦＧ傷信号順序回路２００を構成するＮＡＮＤ
ゲート２０１の出力信号が切り換えられて、前記ＮＡＮ
Ｄゲー）　２０１のリーディングエツジとトレイリング
エツジにおいて前記ＮＡＮＤゲート６０１と前記ＮＡＮ
Ｄゲー）　６０４の出力レベルがそれぞｈ　’ｏ’　に
移行してＸｌａ子のレベルを“ｌｏに移行せしめるとと
もに、順序回路２００を構成するＮＡＮＤゲート２０６
の出力信号のリーディングエツジ、すなわち、２２端子
に送出される位ｉ１ｍＦ槍出信号のトレイリングエツジ
においてＮＡＮＤゲート６１Ｏの出力レベルが°ｌ゛に
移行し、スロープ発生回路１４００から復帰信号が送出
されてｘｌ端子のレベルが°１゛に移行すると前記ＮＡ
ＮＤゲート６０２と前記ＮＡＮＤゲート６０３によるＲ
Ｓフリップフロ７ブあるいは前記ＮＡＮＤゲート６０５
と前記ＮＡＮＤゲート６０６にょるＲＳフリップフロン
プもしくはＮＡＮＤゲート６１１とＮＡＮＤゲート６１
２によるＲＳフリップフロップの出力状態が反転して前
記ＮＡＮＤゲート６０１あるいは前記ＮＡＮＤゲート６
０４もくしは前記ＮＡＮＤゲート６１０の出力レベルも
°１°に戻る。 つぎに、第１２図は誤差信号増幅器１３００の具体的な
構成例を示した回路結線図であり、Ｅ端子にはモータの
回転速度の制御のための誤差電圧が供給され、その値が
同じ抵抗値の抵抗１３０１と抵抗１３ｏ２によって得ら
れる電源電圧Ｖｃｃの２分の１の電圧よりも高くなった
ときにモータが加速され、逆に低くなったときにはモー
タは減速される０ｍｄ端子は第７図のモード切換回路７
００の出力信号が供給される端子で、前述したように３
相準全波駆動のときには°Ｏ°になり、３相全波駆動の
ときには“ｌｏになる。また、ｅｎ端子には第１図ある
いは第７図の回転方向判別回路３００からの回転方向の
不一致信号が供給され、そのレベルが°゛０゜になった
ときにはトランジスタ１３０３がオン状態になって、実
質的に速度誤差電圧を減速方向の最大値にせしめるよう
構成されている。 さて、第１２図において、抵抗１３０４．１３０５、ト
ランジスタ１３０６．１３０７．１３０８、抵抗１３０
９、トランジスタ１３１０．１３１１．抵抗１３１２．
１３１３、ダイオード１３１４．１３１５が絶対値アン
プを構成しており、入力分割抵抗１３０４．１３０５の
抵抗比が１９に設定されて広い入力グイナミンクレンジ
を実現している。この絶対値アンプの出力を流は前記ダ
イオード１３１４．１３１５を介してトランジスタ１３
１６．１３１７．１３１８．１３１９．１氏抗１３２０
．１３２１．１３２２によって構成された第１のカレン
トミラー回路に供給され、さらに、前記トランジスタ１
３１８の出力電流はトランジスタ１３２３、１３２４．
１３２５．１３２６．抵抗１３２７．１３２８．１３２
９によって構成された第２のカレントミラー回路に供給
され、前記トランジスタ１３１９の出力電流はトランジ
スタ１３３０．１３３１．１３３２によって構成された
第３のカレントミラー回路に供給されている。前記トラ
ンジスタ１３２５．１３２６．１３３２の出力電流は、
それぞれｓｆｌ端子、ｓｆ端子、ｃｆ端子に供給される
が、ｍ　ｄ　Ｑ子のレベルが“１°になっているとき、
すなわち、全波駆動のときにはトランジスタ１３３３が
オン状態となってｃｒ端子にのみ電流が供給され、反対
にｍ　ｄ　０７４子のレベルが“０°になっているとき
には前記トランジスタ１３３３はオフ状態となり、代わ
りにトランジスタ１３３４がオン状態となって、ａｆｌ
＠子とｓｒ端子に電流が供給される。 したがって、３相全波用の出力電流が供給されるｃｆｌ
ｉ子からはｍｄ端子のレベルが“１゛のときにＥ端子の
電位に応じたＮ、流が吸い込まれ、３相準全波用の出力
電流が供給されるｓｆｌ端子およびｓｒ４子からはｍｄ
端子のレベルが０゛のときにＥ端子の電位に応じた電流
が吸い込まれる。 また、トランジスタ１３３５．１３３６．１３３７．１
３３８．１３３９．１３４０．１３４１、抵抗１３４２
．１３４３はフンパレータを構成しており、Ｅ端子の電
位が前記抵抗１３０１゜１３０２によって与えられる電
位よりも低くなったときにｄｎ端子のレベルは“ビにな
り、反対に高くなったときには０°となるが、この出力
はモータの加速あるいは減速の措令信号として利用され
る。 つぎに、第１３図は第１図に示された半金波相切換回路
９００．ステフブ電流発生回路１２００、スロープ発生
回路１４００、スロープ合成回路１５００、回転停止検
出器２１００の具体的な構成例を示した回路結線図であ
り、各入出力端子については第７図に示された入出力端
子と同じ箇所に接続されるものは同一記号で示されてい
る。 まず、スロープ発生回路１４００は、鋸歯状波を発生さ
せるためのコンデンサ１４０１と定電流トランジスタ１
４０２および放電トランジスタ１４０３によって構成さ
れた充放電回路と、トランジスタ１４０４．１４０５．
１４０６．１４０７、ダイオード１４０８を中心とする
第１のコンパレータと、トランジスタ１４０９、ダイオ
ード１４１０、トランジスタ１４１１．１４１２．１４
１３．１４１４、抵抗１４】５を中心とする第２のコン
パレータと、トランジスタ１４１６．１４１７、抵抗１
４１８によって構成された出力バッフ１段からなり、ｘ
１端子の出力を第７図の同期トリガ回路６００に供給し
、ｘ２端子には前記同期トリガ回路６００の出力を供給
することによって、前記コンデンサ１４０１が接続され
たＳＣ端子には最低電位が前記ダイオード１４０８の順
方向電圧に等しく、振幅がほぼ前記抵抗１４１５の両端
の電圧の２倍に等しい鋸歯状波電圧が現れ、この鋸歯状
波の繰り返し周期は型金波駆動のときには第５図Ｅ、　
　Ｆ、　Ｇに示された位置検出信号のリーディングエツ
ジの到来周期に等しく、全波駆動のときにはＦＣ信号の
リーディングエツジとトレイリングエツジの到来周期に
等しい、すなわち、第７図の同期トリガ回路６００は、
ＮＡＮＤゲート６０１．６０４、　６１０に供給される
入力信号のリーディングエツジが到来するとｘ２端子の
レベルを“１゛に移行させるが、これによってスロープ
発生回路１４００を構成するトランジスタ１４０３がオ
ン状態となり、それまでにコンデンサ１４０１に蓄積さ
れていた電荷が急速に放電される。この放電によってＳ
Ｃ端子の電位がダイオード１４０８の順方向電圧よりも
低くなると、トランジスタ１４０６にベースを流が供給
されなくなってｘｌｉ子のレベルが“１゛となる。一方
、同期トリガ回路６００はｘ１端子のレベルが“１′に
移行したときに３個のＲＳフリフプフロソプがリセット
されるように構成されているので、この時点においてｘ
２端子のレベルは“０゜に戻り、その結果、前記トラン
ジスタ１４０３がオフ状態となって、前記コンデンサ１
４０１には充電が開始される。このようにして、前記コ
ンデンサ１４０１の充放電が繰り返されるので、ＳＣ端
子には鋸歯状波電圧が現れる。また、この鋸歯状波電圧
は抵抗１４９１とコンデンサ１４２０によって平滑化さ
れたうえで第２のコンパレータによって１氏抗Ｉ４１５
の両端の電圧と比較され、ＶＣ端子の電位が常に前記抵
抗１４１５の両端の電圧にダイオード１４１Ｏの順方向
電圧を加えたものに等しくなるようにトランジスタ１４
１３が前記コンデンサ１４０１の充！電流を調節する。 したがって、ＳＣ端子に現れる鋸歯状波電圧振幅はｘ２
端子に供給されるパルス列の繰り返し周期には依存せず
に前記抵抗１４１５の両端の電圧のほぼ２倍となる。こ
れは第１１図Ｊの信号波形に第１１図１の鋸歯状波を合
成して第１１図Ｍの信号波形を作りだす際に、モータの
回転速度の変化とは無関係に常に相似な信号波形を得る
うえで重要な機能である。 つぎに、回転停止検出器２１００はコンデンサ２１０１
と定電流トランジスタ２１０２および放電トランジスタ
２１０３によって構成された充放電回路と、トランジス
タ２１０４．２１０５を中心に構成された検出回路より
なる。モータが回転しているときにはｘ２端子にはパル
ス列が現れるからコンデ・ンサ２１０１の充放電が繰り
返され、ＱＣ端子の電位は十分に低い値に維持されて、
トランジスタ２１０４にはベース電流が流れ続けるが、
モータが回転を停止すると、トランジスタ２１０２が飽
和状態になってトランジスタ２１０４にはベース電流が
流れなくなる。このとき、トランジスタ２１０５はオフ
状態となって、ｑｔｉ子のレベルは“ｌｏ　となる。 第７図に示されたモード切換回路７００を構成するＮＡ
ＮＤゲート７０６の一方の入力端子には回転停止検出器
２１００の出力信号が供給されるが、ｑｔ端子のレベル
が“１°であって、しかも型金波駆動と金波駆動とを切
り換えるＤフリップフロフブ７０１がリセ７）されてい
れば、前記ＮＡＮＤゲート７０６の出力レベルが“０°
に移行するので、前記Ｄフリップフロフプ７０１はセン
トされる。このように、回転停止検出１２１００はモー
ド切換回路７００を初期化するので、モータの起動や回
転中に急激な外力が加わった際の再起動を確実に行わせ
ることができる。なお、回転停止検出器２１００は、Ｊ
端子を介しての初期化設定を行うならば必ずしも必要で
はない０例えば、Ｊ端子のレベル一時的ぐ“ｌｏに移行
させることによって第７図の初期化回路２０００を構成
するＮＡＮＤゲート２００２が前記Ｄフリンブフ７９７
１７ロ、ブ号を発生するので、ビデオテープレコーダな
どのようにマイクロコンピュータによるシステムコント
ロールを採用している機器ではｔ源投入時やモータの回
転停止時に一時的にＪ端子のレベルを１′に移行させれ
ばよい。 つぎに・ステップ電流発生回路１２００の動作を第１１
図の信号波形図を参照しながら説明する。 第１３図において、トランジスタ１２０１．１２０２．
１２０３．１２０４．１２０５．１２０６．１２０７．
１２０８、抵抗１２０９．１２１０．１２１１．１２１
２．１２１３．１２１４．１２１５、トランジスタ１２
１６．１２１７．１２１８．１２１９．１２２０、抵抗
１２２１．１２２２．１２２３．１２２４．１２２５　
）ランジスタ１２２６．１氏抗１２２７は、ｃｆ端子を
受電端子とし、５系統の！流出力を送出するカレントミ
ラー回路を構成しており、前記トランジスタ１２０３〜
１２０８が第１１図ＪおよびＮのステップ電流波形を発
生し、前記トランジスタ１２１６〜１２２０が第１１図
におよび０のステップ電流波形を発生し、前記トランジ
スタ１２２６の出力電流はスロープ発生回路１４００に
おいて発生される鋸歯状波の振幅をコントロールする。 いま、前記トランジスタ１２０３．１２０４．１２０５
．１２０６．１２０７．１２０８の各スプリントコレク
タからの出力電流比が５：５：４：３：２：１となり、
前記トランジスタ１２１６．１２１７．１２．１８．１
２１９．１２２０の各スプリントコレクタからの出力ｉ
ｔ比が１＝１：ｌ：ｌ：ｌとなり、しかも前記トランジ
スタ１２２６のコレクク電流と、前記トランジスタ１２
０３の各スプリットコレクタからの出力電流が、ｃｆ端
子に供給されるｔ流の４分の１となり、前記トランジス
タ１２１６の各スプリントコレクタからの出力電流がｃ
ｆｉ子に供給される電流の２０分の１となるように各ト
ランジスタのエミッタ面積と前記抵抗１２０９．１２１
０．１２１１．１２１２．１２１３．１２１４．１２２
１．１２２２．１２２３．１２２４．１２２５．１２２
７の抵抗値が設定されているものとすると、第１３図の
ｕ　ｍ　Ｑ　−ｕ　ｍ　５端子、ｕｓｌｘｕｓ４端子、
ｗｍＯ〜ｗｍ５端子。 ｗｓｌ−ＷＳ４端子にそれぞれ第１０図に示された区間
信号が供給されたとき、ステップ電流発生回路１２００
によって第１３図のｕＯ端子とｗＯ端子に送出される出
力を流浪形はそれぞれ第１１図Ｊ、Ｎの如くなり、また
、ステップを流発生回路１２００から第７図のスロープ
合成回路１５００に送出される出力電流波形はそれぞれ
第１１図に、Ｏの如くなる。 スロープ合成回路１５００は、第１３図のｕａ端子。 ｗａ端子に供給される加減算指令回路８００の出力信号
と、スロープ発生回路１４００から供給される鋸歯状波
と、ステップ電流発生回路１２００から供給される合成
電流のりミント用のステップ電流をもとにして第１１図
Ｍあるいは第１１図Ｑの駆動電流波形を作りだす。 スロープ発生回路１４００を構成するトランジスタ１４
１７のエミッタには第１１図Ｉに示される鋸歯状波が現
れるが、この電圧波形はすでに説明したようにダイオー
ド１４０８の順方向電圧に相当する正のオフセット電圧
を有している。スロープ合成回路１５００を構成するト
ランジスタ１５０１．１５０２はいずれもスロープ発生
回路１４００の出力電圧を電流に変換するとともに前記
オフセント電圧をそのベース・エミッタ間電圧によって
吸収する。また、前記トランジスタ１５０１．１５０２
のベースにはそれぞれコレクタが接地されたＰＮＰ型の
トランジスタ１５０３゜１５０４のエミッタが接続され
、前記トランジスタ１５０３．１５０４のベースに接続
された抵抗１５０５．１５０６にはそれぞれ第１１図に
、　Ｏに示したステップ電流発生回路１２００の出力電
流が供給される。前記トランジスタ１５０３．１５０４
０ベース・エミッタ間電圧は前記トランジスタ１５０１
．１５０２のそれらとそれぞれ相殺し合うので、前記ト
ランジスタ１５０３．１５０４は前記トランジスタ１５
０１．１５０２の最高エミッタ電位を前記トランジスタ
１５０３．１５０４のベース側電位に制限する働きをす
る。その結果、前記トランジスタ１５０１．１５０２の
コレクタ電流は第１１図り、Ｐに示したように変化する
。 前記トランジスタ１５０１のコレクタ電流はトランジス
タ１５０７．１５０８．１５０９、抵抗１５１０．１５
１１によって構成された電流流出型のカレントミラー回
路に供給され、前記トランジスタ１５０９の２個のスプ
リントコレクタの一方の出力電流はｕｏ端子に供給され
、他方の出力電流はトランジスタ１５１２．１５１３に
よって構成された電流流入型のカレントミラー回路に供
給され、前記トランジスタ１５１３のコレクタもｕＯ端
子に接続されている。なお、ここでは前記トランジスタ
１５１３は前記トランジスタエ５１２の２倍のエミッタ
面積を有しているものとする。前記トランジスタ１５１
２．１５１３の共通ベースにはエミッタが接地されたト
ランジスタ１５１４のコレクタが接続され、前記トラン
ジスタ１５１４のベースには、ｕａ端子を介して、全波
駆動時には第１１図Ｇの信号波形が供給される。 前記トランジスタ１５１４がオン状態にあるときには前
記トランジスタ１５１３のコレクタ電流は流れず、ステ
ップ電流発生回路１２００からｕＱ端子に供給されるＴ
４流に前記トランジスタ１５０９の一方のスプリントコ
レクタの出力電流が加算されるが、前記トランジスタ１
５１４がオフ状態になると、ステップ電流発生回路１２
００からｕＱ端子に供給される電流から前記トランジス
タ１５０９の他方のスプリントコレクタの出力ｔ′ａに
相当する電流が差し引かれる。 したがって、ＵＯ端子を介して第１図のＵ相駆動回路１
６００に供給される電流は第１１図Ｍのように変化する
。なお、トランジスタ１５１５は型金波駆動時にオン状
態となって前記トランジスタ１５０１による電圧−′ｇ
Ｌ流変換比を増加せしめる。 一方、前記トランジスタ１５０２．１５０４と前記抵抗
１５０６、トランジスタ１５１６．１５１７．１５１８
、抵抗１５１９．１５２０、トランジスタ１５２１．１
５２２．１５２３．１５２４によって構成されたＷ相の
スロープ合成回路も同様に動作し、その結果ＷＯ端子を
介して第１図のＷ相駆動回路１７００に供給される電流
は第１１図Ｑのように変化する。 つぎに、型金波切換回路９００は型金波駆動時の動作の
ために用意されたものであるが、その動作を第１４図に
示した信号波形図を参照しながら説明し、併せて型金波
駆動時の駆動信号の生成過程についても説明する。第１
４図Ａ、Ｂはそれぞれ第１３図の０２端子、Ｚ２端子に
供給される信号波形を示したものであり、第１４図Ｃは
型金波駆動時におけるスロープ発生回路１４００の出力
信号波形であり、第１４図り、Ｅ、Ｆ、Ｇはそれぞれ半
金波相切換回路９００を構成するトランジスタ９０６．
９０５．９０４．９０３の出力電流波形であり、第１４
図Ｈ２■はそれぞれ第１４図のＵａ端子、ｗａ端子を介
してスロープ合成回路１５００に供給される加減算指令
回路８００の出力（３−号波形であり、第１４図Ｊ、に
はそれぞれスロープ合成回路１５００を構成するトラン
ジスタ１５０１．１５０２のエミッタ電流波形であり、
第１４図り。 ＭはそれぞれｕＯ端子、ＷＯ端子を介してＩＮ方向切換
回路１１００に送出される出力ＩＩ電流波形あり、第１
４図Ｎ、○、Ｐ、Ｑはいずれも通電方向切換回路１１０
０からＵ相駆動回路１６００およびＷ相駆動回路１７０
０に供給される電流波形であり、第１４図Ｒ，Ｓはいず
れも第１図の電流加算回路１８００から■相駆動回路１
９００に供給される電流波形である。 Ｙ：！４を全波相切換回路９００は、トランジスタ９０
１．９０２．９０３．９０４．９０５．９０６．９０７
、抵抗９０８．９０９．９１１．９１２．９１３によっ
て構成され、ｓｆ端子を受電端子とするカレントミラー
回路と、トランジスタ９１４．９１５．９１６．９１７
．９１８．９１９を中心とするスイッチング回路によっ
て構成されており、全波駆動時のステップ電流発生回路
１２００に相当する動作を行う。 すなわち、半金波相切換回路９００は型金波駆動時に第
１４図Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈの電流信号をスロープ合成回路１
５００に送出し、一方、スロープ合成回路１５００は全
波駆動時と同様の動作によって第１４図りの駆動電流信
号と第１４図Ｍの駆動を流体号を作りだす、つぎに説明
する通電方向切換回路１１００はこれらの駆動電流信号
から第１４図Ｎ、０、Ｐ、Ｑに示す２組ずつの駆動信号
を作りだしてＵ相駆動回路１６００およびＷ相駆動回路
１７００に供給する。 第１４図Ｃの信号波形と第１１図■の信号波形はいずれ
もスロープ発生回路１４００の出力信号波形であり、前
者が型金波駆動時において作りだされるのに対して、後
者は全波駆動時において作りだされる。また、前者の操
り返し周期は第１４図Ａ、Ｂに示された位置検出信号の
リーディングエツジあるいはトレイリングエツジの到来
周期に等しくなるのに対して、後者の繰り返し周期は第
１１図Ｂに示されたＦＣ信号のリーディングエツジおよ
びトレイリングエツジの到来周期に等しくなる。一方、
第１４図り、Ｍに示された駆動を浦波形のスロープ部分
の期間は第１４図Ｊ、Ｋに示されたトランジスタ１５０
１．１５０２のエミッタを浦波形のそれに依有するので
、トランジスタ９０４．　９０３のコレクタ電流に対す
るトランジスタ９０６．　９０５のコレクタ電流ノ比率
がスロープ部分の期間を決定することになル、ナオ、ト
ランジスタ１５１５および１５２４のコレクタに接続さ
れた抵抗の抵抗値は、スロープ合成回路１５００からｕ
ｏｆ５ｉ子ならびにｗＱ端子に供給される電流な最大値
（台形波の尖頭値）がトランジスタ９０４および９０３
からｕＯ端子、ｗＱ端子に供給される電流値に等しくな
るように選定される。 つぎに、第１５図は、第１図のｉ！ｌ電方同方向切換回
路１１００　Ｕ相駆動回路１６００．　Ｗ相駆動回路１
７００．電流加夏回路１８００．　　Ｖ相駆動回路１９
００の具体的な構成例を示した回路結線図である。 １ｆｆｉ電方向切換回路１１００は、ｄｒ端子を介して
第７図の回転方向判別回路３００がら供給される回転方
向判別信号に応じて、ｕＯ端子を介して供給されるし相
の駆動電流信号とｗＯ端子を介して供給されるＷ相の駆
動電流信号とを入れ換える機能と、これらの駆動電流信
号の極性をｕ１端子＋　　Ｗ１端子のレベルに応じて切
り換える機能ならびにｂｋ端子を介して第７図のモード
切換回路７００からの停止信号が供給されているときに
はＵ相駆動回路１６００、　Ｗ相駆動回路１７００．　
Ｖ相駆動回路１９００に片方向のみの通電を行わせる機
能を存している。 いま、モータが正方向に回転していてｄｒ端子のレベル
がＯ゛になっているものとすると、通電方向切換回路１
１００を構成するトランジスタ１１０１とトランジスタ
１１０２がオフ状態で、トランジスタ１１０３がオン状
態となっている。したがって、ｕＯ端子に供給される駆
動電流はトランジスタ１１０４を介して、トランジスタ
１】０５．１１０６．１１０７．１１０８．１１０９、
抵抗１１１０．１１１１．１１１２．１１１３によって
構成された電流流出型のカレントミラー回路に供給され
、ｗＱ端子に供給される駆動電流はトランジスタ１１１
４を介して、トランジスタ１１１５．１１１６．１１１
７．１１１Ｂ、１１１９．７氏Ｉ冗１１２０．１１２１
．１１２２．１１２３によって構成された電ｉＪｔ流出
型のカレントミラー回路に供給される。さらに、前記ト
ランジスタ１１０９のコレクタ電流は、トランジスタ１
１２４．１１２５．１２２６．１１２７、抵抗１１２８
．１１２９．１１３０によって構成された電流流入型の
カレントミラー回路に供給され、前君己トランジスタ１
１１９のコレクタ電流は、トランジスタ１１３１．１１
３２．１１３３．１１３４、抵抗１１３５．１１３６．
１１３７によって構成された電流流入型のカレントミラ
ー回路に供給されている。一方、型金波駆動時には、ｓ
ｆｌ端子を介して誤差信号増幅器１３００からの出力電
流がトランジスタ１１３８．１１３９．１１４０．１１
４１．１１４２．１１４３抵抗１１４４．１１４５．１
１４６．１１４７．１１４８によって構成された電流流
出型のカレントミラー回路に供給される。 まず、全波駆動時において、ｕ１端子のレベルが“ｌ゛
になっているときにはトランジスタ１１４９がオン状態
で、トランジスタ１１５０とトランジスタ１１５１はオ
フ状態となる。このとき、トランジスタ１】０７のコレ
クタ電流はダイオード１１５２を介してＵ相駆動回路１
６００を構成する上側駆動回路に供給されるが、トラン
ジスタ１１０８のコレクタ電流はダイオード１１５３を
介してトランジスタ１１４９に吸収され、また、ｓｆｌ
端子を介しての電流供給は行われないので、Ｕ相駆動回
路１６００を構成する下側駆動回路には電流が供給され
ない１反対に、ｕｌ端子のレベルが０°になっていると
きにはトランジスタ１１４９がオフ状態で、トランジス
タ１１５０とトランジスタ１１５１はオン状態となる。 このとき、トランジスタ１１０８のコレクタ電流はダイ
オード１１５４を介してＵ相駆動回路１６００を構成す
る下側駆動回路に供給されるが、トランジスタ１１０７
のコレクタ電流はトランジスタ１１５０に吸収されるの
で、Ｕ相駆動回路１６００を構成する上側駆動回路には
電流が供給されない。 Ｗ相の回路ブロックもＵ相の場合と同様に動作し、ｗｌ
ｉ子のレベルが“１°になっているときにはトランジス
タ＋１１７とダイオード１１５５を介してＷ相駆動回路
１７００を構成する上側駆動回路に駆動電流が供給され
、Ｗ１端子のレベルが“０°になっているときにはトラ
ンジスタ１１１８とダイオード１１５６を介して下側駆
動回路に駆動電流が供給される。 このようにして、第１１図ＭおよびＱに示された駆動電
流波形は第１１図ＲおよびＳに示された信号のレベルに
応じてＵ相とＷ相のそれぞれの上側駆動回路と下側駆動
回路に分配される。 型金波駆動時においてはｓｆｌ端子から誤差信号増幅器
１３００の出力電流が供給されるので、トランジスタｌ
ｌ３８〜１１４３と抵抗１１４４〜１１４８によって構
成されたカレントミラー回路が活性状態となり、第１４
図Ｎ、、ｏ、Ｐ、、Ｑに示されたように各相の上側駆動
回路に駆動電流が供給されない期間は代わりに下側駆動
回路に駆動電流が供給される。すなわち、第１４図の時
刻ｔ、の時点では第１４図りに示すようにＵＯ端子を介
し、で供給される電流が零であるため、ｕｌｉ子のレベ
ルが“１′であってもダイオード１１５２を介してＵ相
の上側駆動回路に供給される電流は零となるが、下側駆
動回路にはトランジスタ１１４０のコレクタ電流がダイ
オード１１５７を介して供給される。なお、このトラン
ジスタ１１４０のコレクタ電流はｓｒｌ端子を介して供
給される電流の２分の１になるようにカレントミラー比
が設定されているものとする０時刻

【、。になるとｕＱ
端子を介して供給される電流が最大値に達し、同じ値の
電流がダイオード１１５２を介してＵ相の上側駆動回路
に供給されるとともに、トランジスタ１１４０のコレク
タｔｉのすべてがトランジスタ１１２７に吸収されるの
で、ダイオード１１５７を介してＵ相の下側駆動回路に
供給される電流は零となる。 これらの動作はＷ相についても同様である。 さて、モータが逆方向に回転していてｄｒ端子のレベル
が１°になっている場合にはトランジスタ１１０２がオ
ン状態となり、トランジスタ１１０３がオフ状態となる
。このとき、ＵＯ端子から供給される電流はトランジス
タ１１５８を介してＷ相側のカレントミラー回路に供給
され、ｗＱ端子から供給される電流はトランジスタ１１
５９を介してＵ相側のカレントミラー回路に供給される
ので、Ｕ相の駆動信号とＷ相の駆動信号の入れ換えが行
われたことになる。この駆動信号の入れ換えは順序回路
２００における位置検出信号の入れ換えに対応している
。 ｂｋｑ子のレベルが°０°になると、トランジスタ１２
６０がオフ状態となり、その結果、トランジスタ１２６
１．１２６２．１２６３がオン状態となって各相の下側
駆動回路に供給される駆動電流を吸収するので、各相の
上側駆動回路のみが活性状態となり、第１図の固定子巻
線１〜３にはホールＩＣ６の回路ＴＬ２ｉ！Ｌのみが流
れる。したがって、モータは回転トルクを生じないが、
ホールＩＣ６はモータの停止時も位置積出が行える状況
にある。 つぎに、Ｕ相駆動回路１６００．　Ｗ相駆動回路１７０
０゜Ｖ相駆動回路１９００は、いずれもカレントミラー
回路を組み合わせて構成された単なる電流増幅器である
ので、動作の説明は省略するが、各相の上側駆動回路の
最終段はＮＰＮ型のパワートランジスタを使い、しかも
固定子巻線１〜３への最大電流供給時における残留電圧
を最小にするために、特別な構成としているので、Ｕ相
駆動回路１６００を例にとって説明する。 Ｕ相駆動回路１６００の下側駆動回路の最終段を構成す
るトランジスタ１６０１と１６０２ならびにトランジス
タ１６０３によるカレントミラー回路の構成をそのまま
上側の！！ｉ終段にも利用した場合には、トランジスタ
１６０２のコレクタ・エミッタ間電圧はトランジスタ１
６０１のベース・エミ、り間電圧とトランジスタ１６０
２０ベース・エミッタ間電圧との和に前段のＰＮＰ　）
ランジスタの飽和電圧を加えた値よりも小さくならず、
最小値で１．８Ｖ程度となる。 これに対して上側の最終段を構成するトランジスタ１６
０４にコレクタ・エミッタ間電圧は自身のベース・エミ
ッタ間電圧に前段のトランジスタ１６０５の飽和電圧を
加えた値にまで到達でき、最小値で１、！ｖ程度になる
。 さて、電流加算回路１８００は、Ｕ相駆動回路１６００
の上側駆動回路に供給された駆動電流に等しい電流を取
りだすトランジスタ１８０１．１８０２と、下側駆動回
路に供給された駆動電流に等しい電流を取りだすトラン
ジスタ１８０３．１８０４と、Ｗ相駆動回路１７００の
上側駆動回路に供給された駆動電流に等しい電流を取り
だすトランジスタ１８ｏ５．１８ｏ６と、下側駆動回路
に供給された駆動電流に等しい電流を取りだすトランジ
スタ１８０７．１８０８と、ダイオード１８０９・１８
１０、】８１１、ｌ８１２によって構成され、前記トラ
ンジスタ１８０１のコレクタと前記トランジスタ１８０
７のコレクタが接続されてその接続点には前記ダイオー
ド１８０９のアノードが接続され、前記トランジスタ１
８０６のコレクタと前記トランジスタ１８０４のコレク
タが接続されてこの接続点には前記ダイオード１８１２
のアノードが接続され、前記ダイオード１８１２のψソ
ードは前記ダイオード１８０９のカソードに接続され、
前記トランジスタ１８ｏ２のコレクタと前記トランジス
タ１８０８のコレクタが接続されてその接続点には前記
ダイオード１８１０のカソードが接続され、前記トラン
ジスタ１８ｏ５のコレクタと前記トランジスタ１８０３
のコレクタが接続されてその接続点には前記ダイオード
１８１１のカソードが接続され、前記ダイオード１８１
１のアノードは前記ダイオード１８１００カッ−とに接
続されている。さらに、前記ダイオード１８１０．１８
１１のアノードは■相駆動回路１９００の上側駆動回路
の駆動電流の受電点ｖｐに接続され、前記ダイオード１
８０９．　ｘｓ１２のカソードは■相駆動回路１９００
の下側駆動回路の駆動電流の受電点ｖｎに接続されてい
る。 ここで、Ｕ相駆動回路１６００の上側駆動回路の駆動′
ｇＬ流の受電点ｕｐに供給される電流の大きさをＩｕｐ
とし、下側駆動回路の駆動電流の受電点Ｕｎに供給され
る電流の大きさをｒｕｎとし、Ｗ相駆動回路１７００の
上側駆動回路の駆動電流の受電点ｗｐに供給される電流
の大きさをｌ　ｗ　ｐとし、下側駆動回路の駆動電流の
受電点ｗｎに供給される電流の大きさをＩｗｎとすると
、前記トランジスタ１８０１．１８０２のコレクタから
は、それぞれＩｕｐの大きさの電流が流し出され、前記
トランジスタ１８０３．１８０４のコレクタには、それ
ぞれｒｕｎの大きさの電流が吸収され、また、前記トラ
ンジスタ１８０５．１８０６のコレクタからは、それぞ
れ（ｗｐの大きさの電流が流し出され、前記トランジス
タ１８０７、１８０８のコレクタには、それぞれＩｗｎ
の大きさの電流が吸収される。 したがって、ＩｕｐＯ値がＩｗｎＯ値よりも大きくなっ
たときにその差電流がダイオード１８ｏ９を介してＶｎ
点に供給され、［ｗｐＯ値がＩｕｎの値よりも大きくな
ったときにその差電流がダイオード１８１２を介してＶ
ｎ点に供給され、また、Ｉｕｎの値がＩｗｐの値よりも
大きくなったときにその差電流がダイオード１８１１を
介してＶｎ点に供給され、Ｉｗｎの値がＩｕｐＯ値より
も大きくなったときにその差電流がダイオード１８１０
を介してＶｎ点に供給されることになる。 すなわち、電流加算回路１８００がらＶ相駆動回路１９
００の上側駆動回路に供給される駆動電流の値■ｖｐと
、下側駆動回路に供給される駆動電流の値Ｔｖｎは次式
によって与えられる。 ＩＴｗｐ−１ｕｎｌ＋　（Ｉｗｐ−１ｕｎ）ｒ　　ｖｎ
＝−一−−−−−−−−−−−−−−−−−−一第１４
図Ｒ，Ｓに示された電流波形は第１４図Ｎ、０、Ｐ、Ｑ
に示されたｉｔ電流波形ら得られる各電流値に基づいて
それぞれ第７式および第８式から□得られた結果をプロ
ットしたものであり、第１１図Ｔ、Ｕの電流波形も同様
にして求めたものである。 もちろん、計算のみならず、第１５図に示した実際の回
路においても同じ電流波形が得られることが確認されて
いる。 さて、第１図に戻って、これまでに説明した動作の概要
をまとめると次のようになる。 まず、Ｊ端子のレベルが“Ｏｏになっていて、モータの
回転子が停止している状態においては、Ｕ端子、■＠子
、Ｗ端子のうち少なくともひとつは高い電位にあり、固
定子５ｖＡＩ〜３のいずれかと電流制限抵抗８を介して
ホールＩＣ６に電流が供給されて回転子の静止位置の検
出が行われ、ホールＩＣ６が回転子の静止位置に応じて
高電位。 中間電位、低電位の出力を発生する。ホールＩＣ６の出
力レベルに応じて分配器１００によって位置検出信号の
分配が行われ、この位置検出情報は順序回路２００を経
由して重金波相切換回路９００に供給されるが、Ｊ端子
のレベルが“０°になっている間は順序回路２００は単
なるバッファとして動作し、また、ＵＩｌｌ駆動回路１
６００、Ｗ相駆動回路１７００、■相駆動回路１９００
から固定子巻線１〜３への給電も行われない。 Ｊ＠子のレベルが“ｌ゛に移行すると、各相の駆動回路
は、重金波相切換回路９００に供給された位置検出情報
に基づいて、Ｕ端子、■端子、Ｗ端子のうちのいずれか
の端子から電流を吸収して回転子に回転トルクを発生さ
せる。なお、このときホールＩＣ６が第３図の回転電気
角が６０°の位置、すなわち識別帯５のＮ極とＳ極の境
界部や、回転電気角が３９０゛の位置に偶然に停止して
いたとすると、いずれの場合にもホールＩＣ６は識別帯
５の無着磁部分に対向したときと同じ出力を発生し、そ
の情報に基づいて固定子巻線１〜３にｉＩ！電されるの
で、第３図Ｂの特性曲線からもわかるように、回転子を
逆方向の回転トルクを発生することになる。しかし、ご
くわずかたけ回転子が動くことによって正規の位置検出
情報が得られ、それ以後は順序回路２００によって位置
検出信号の受は付は順序が規制されるため円滑な回転を
持続させることができる。 回転子が回転を開始すると、発！巻線７からのＦＧ傷信
号現れるので、モード切換回路７００を構成するＤフリ
ップフロップ７０１（第７図）は所定のタイミングでそ
の出力レベルが０゛に移行して固定子巻線１〜３への通
電モードを３相全波駆動に切り換え、モータのトルク特
性は第３図Ｃに示した特性曲線の包路線の如くなる。 通電モードが３相全波駆動に移行してからち、急激な負
荷変動などによって、ＦＧ傷信号消滅するまでモータの
回転速度が低下すると、Ｄフリソプフロフプ７０１の出
力レベルが“１°に戻るので、通電モードは再び３相準
全波駆劫となる。 これに対して、通電モードが３相全波駆動になっている
状態でＪ端子のレベルが“Ｏ”に移行した場合には、Ｄ
フリツプフロツプの出力レベルが′Ｏ°にある限り、第
１５図のｂｋ端子のレベルは１゛に保持されて固定子巻
線１〜３への１Ｊ１ｔは続けられる。このときＪｉ子の
レベルは“Ｏｏになっているので、第１表に示したよう
に、通電方向設定回路１０００を構成するＮＡＮＤゲー
）１０１５（第７図）の出力レベルは°１”となり、通
電方向設定回路１０００から１ｆｆｌ電方向切換回路１
１００に送出される出力信号の位相が反転して固定子巻
線１〜３へのｉ！電電量向逆転し、モータは急速に減速
される。モータの回転速度が零近くになって、ＦＧ傷信
号消滅するかあるいは回転停止検出器２１００が出力信
号を発生すると、Ｄフリップフロップ７０１の出力レベ
ルが“１゛に移行するので、ｂｋ端子のレベルも“０°
に移行して固定千巻に％１〜３への通電は停止する。 また、正逆転の切り換え動作時などにおいて、モータが
逆方向に回転を続けているときに、ＲＥＶ端子から正方
向の指令信号が印加されたとすると、指令された回転方
向と実際の回転方向が一致しないので、回転方向判別回
路３００から誤差信号増幅器１３００と通電方向設定回
路１０００に回転方向不一致信号が供給される。これに
よって第１１図のｅｎＯｆｉ子のレベルが“０°になる
と、それまではオフ状態であったトランジスタ１３０３
がオン状態となって、Ｅ端子の電位が零近くまで下降し
たのと同じことになり、誤差信号増幅器１３００はｃｆ
端子を介して（全波駆動時）最大出力電流をステップ電
流発生回路１２００に供給する。一方、通電方向設定回
路１０００に回転方向子−敗信号が供給されると、第１
表からもわかるように第７図のＮＡＮＤゲート１０１５
の出力レベルｅｘは“ｌｏに移行するので、固定子巻線
１〜３への通電方向は逆転し、モータは急速に減速させ
られる。モータの回転速度が零を通り越えて、正方向の
回転を開始しだすと、第７図の回転方向判別回路３００
を構成するＤフリップフロップ３０１の出力レベルは“
０°になり、ｄｒ端子のレベルが“０°に移行するとと
もにｅｎ端子のレベルは“１゛に移行し、以後は停止状
態からの起動時と同じようにモータは加速される。 さて、第１６図は振動や騒音の発生メカニズムを説明す
るために用意したモータのトルク発生部分の断面図であ
り、第１６図Ａ、Ｂにおいて、１１は永久磁石４が固着
された回転子ヨークであり、１２はその上に固定子巻線
１ａ、、ｌｂが配置された固定子ヨークであり、矢印の
付された曲線はすべて磁力線を表している。 第１６図Ａに示された回転子と固定子の相対位置におい
ては、固定子Ｓ線１ａ、■ｂと鎖交する磁束な方向が永
久磁石４の着磁方向に対して垂直であるので、固定子巻
線１ａ、１ｂは着磁方向に平行な向きの力を発生して、
それがモータの回転トルクとなる。 ところが、第１６図Ｂに示された回転子と固定子の相対
位置においては、固定子巻線１ａ、１ｂと鎖交する磁束
の方向が永久磁石４の着磁方向に対して平行となり、回
転トルクは零になるだけでなく、永久磁石４の着磁方向
に対して垂直な向きの力を発生する。第１６図Ｂに示さ
れた相対位置関係と、固定子巻線１ａ、１ｂへのｉ１１
電方向では、各固定子巻線はいずれも回転子を持ち上げ
る反発力を発生し、各固定子巻線への通電方向が逆にな
ると、回転子を固定子に吸引させる力が発生し、これら
の反発吸引の繰り返しがモータの振動の大きな要因とな
り、振動の発生に伴って、同時に騒音も発生する。 この反発力と吸引力の大きさは第１６図への相対位置に
おいて極小となり、第１６図Ｂの相対位置において極大
となるが、これらの中間位置においては、その位置に応
じて徐々に増加あるいは減少していり、シたがって、振
動や騒音を小さくするには、回転子の一回転あたりの反
発・吸引の変動を小さくすればよく、３相の直流無整流
子モータであれば電気角で１２０°ずつ異ならせて配置
された３＆ｆｌの固定子巻線を有しているから、各々の
固定子巻線による反発力と吸引力の総和が回転子の変動
によっても殆ど変化しないような駆動電流波形を作りだ
せばよい。 具体的には、第１１図Ｍの信号波形において、時刻ｔｚ
から時刻ｔ１２までのスロープが振動および騒音に大き
く寄与し、時刻ｔｌ＋から直線的に電流を増加させた場
合には、時刻ｔｒｆｆ以前に電流値が最大になるような
電流波形に設定すると、スロープを急峻にするにしたが
って反発力と吸引力の変動は急激に増大することが計算
によって確認されている。すなわち、１８０°通電の３
相全波駆動においてモータの回転軸方向の力を最小に押
さえて振動と騒音を減少させるには、通電開始から６０
’までの区間と、通電終了までの６０°区間のスロープ
の管理が重要なファクタになる。 一方、モータのトルク変動の基本周波数成分を少なくす
るには、第３図Ａのトルク特性と第３図Ｃのトルク特性
を比較すれば明らかなように、個々の固定子巻線につい
て、通電開始から３０°までの区間と、通電終了までの
３０°の区間を除く区間における通電波形の形状の管理
が重要なファクタになる。 第１図に示された直流無整流子モータでは、第１１図Ｊ
、Ｎの信号波形からも明らかなように、ステップコント
ローラ５００とステップ電流発生回路１２００によって
任意の駆動電流波形を作りだすことができ、各相の駆動
回路はステップ電流発生回路１２００とスロープ合成回
路１５００によって作りだされた駆動電流に比例した電
流を固定子Ｓ線１〜３に供給する。このため、モータの
回転時の振動や騒音が最も小さくなるような電流波形を
容易に作りだすことができる。すなわち、全波駆動時は
、第１３図に示されたステップ電流発生回路１２００に
おいて、抵抗１２０９〜１２１５．１２２１−１２２４
．１２２５．１２２７の抵抗値の比率を変えることによ
って第１１図Ｍ、　Ｑの駆動電流波形の形状を自由に変
更することができ、型金波駆動時には、第１３図に示さ
れた重金波相切換回路９００において、抵抗９０８〜９
１３の抵抗値の比率を変えることによって第１４図り、
Ｍの駆動電流波形のスロープを８通値に選定することが
できる。 ところで、第１３図のステップ電流発生回路１２００、
重金波相切換回路９００、スロープ合成回路１５００や
第１５図の通電方向切換回路１１００の具体的な構成例
からもわかるように、２相分の駆動電流信号を作りだす
だけでもその回路規模はかなりのものとなる。第１図に
示した実施例のみならず、−ａに、モータの振動や騒音
、あるいはトルクリンプルを橿小にするために綿密に計
算された駆動電流波形を作りだすためには多くの回路素
′子を必要とする。 しかしながら、本発明の直流無整流子モータでは、Ｕ相
、■相、Ｗ相の３相分の駆動電流波形を作りだす際に、
Ｕ相とＷ相の２相分の駆動電流信号に基づいて電流加算
回路１８００に第７式および第８式に示した演算を行わ
せることによって、回路規模を大きくすることなく■相
の駆動電流信号を作りだしている。すなわち、すでに説
明したように電流加算回路１８００は、Ｕ相に流入する
電流値がＷ相から流出する！ｉ　値よりも大きくなった
ときにその差電流をＶ相から流出させ、Ｗ相がら流出す
る電流値がＵ相に流入する電流値よりも大きくなったと
きにその差電流をＶ相に流入させる。このため、電流加
算回路１８００を構成するわずがの回路素子を追加する
だけでＶ相の駆動電流波形を作りだすことができ、また
、電流加算回路１８００はＵ相、Ｗ相の流入電流と流出
電流がら■相の流入電流と流出電流を作りだすので、Ｕ
相とＷ相の駆動電流波形のバランスが崩れていて完全な
相似形になっていなかったとしても、Ｕ相、■相、Ｗ相
からの流出電流の総和と、Ｕ相、■相、Ｗ相への流入電
流の総和は常に等しくなる。 発明の効果 本発明の直流無整流子モータは以上の説明からも明らか
なように、位置検出信号の出力に基づいて、その振幅が
誤差信号増ＩＩ器１３００の出力に比例した第１相の駆
動信号と第２相の駆動信号を発生する駆動信号発生手段
（第１図に示した実施例では、分配器１００、順序回路
２００、ステップコントローラ５００、同期トリガ回路
６００、モード切換回路７００、加減算指令回路８００
、重金波相切換回路９００、ｉｊｌ電方開方向切換回路
１１００テップを流発生回路１２００、スロープ発生回
路１４００、スロープ合成回路１５００によって駆動信
号発生手段が構成されている。）と、前記駆動信号発生
手段の出力に基づいて３相の固定子巻線を介して第１相
に流入する電流値が第２相から流出する電流値よりも大
きくなったときにその差電流を第３相から流出させ、第
２相から流出する電流値が第１相に流入する電流値より
も大きくなったときにその差電流を第３相に流入させる
演算手段（第１図に示した実施例では、第Ｕ相の駆動信
号と第Ｗ相の駆動信号を加算して第Ｖ相の駆動信号を作
りだす電流加算回路１８００と、前記第Ｕ相、第Ｗ相、
第Ｖ相の駆動信号に応じた電流を前記各固定子巻線に供
給するＵ相駆動回路１６００、Ｗ相駆動回路１７００、
Ｖ相駆動回路１９００によって演算手段を構成している
。）を備えているので、前記を流加算回路１８００を構
成するための、わずかの回路素子の追加のみで２相分の
駆動信号から３相分の駆動信号を作りだすことができ、
大なる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における直流無整流子モータ
のプロンク構成図、第２図は本発明を実施するために構
成されたモータ部分の概略図、第３図はモータのトルク
特性と通電切り換えを説明するためのトルク特性図、第
４図はホールＩＣの内部回路結線図、第５図は位置検出
信号の処理動作を説明するための識別帯の着はパターン
に対応させた信号波形図、第６図は分配器の構成例を示
した回路結線図、第７図は順序回路、回転方向判別回路
、ステップコントローラ、同期トリガ回路・モード切換
回路、加減算指令回路、通電方向設定回路・初期化回路
の構成例を示した論理回路図、第８図、第９図、第１０
図、第１１図、第１４図はいずれも第１図の各ブロック
の動作を説明するための信号波形図、第１２図は誤差信
号増幅器の構成例を示した回路結線図、第１３図は重金
波相切換回路、ステップ電流発生回路、スロープ発生回
路、スロープ合成回路、回転停止検出器の具体的な構成
例を示した回路結線図、第１５図は通電方向切換回路、
Ｕｌ−１１１駆動回路、Ｗ相駆動回路、を流加算回路、
Ｖ相駆動回路の具体的な構成例を示した回路結線図、第
１６図はモータのトルク発生部分の断面図である。 １．２．３・・・・・・固定子巻線、４・・・・・・永
久磁石、６・・・・・・ホールＩＣ１２００・・・・・
・順序回路、５００・・・・・・ステップコントローラ
、６００・・・・・・同期トリガ回路、７００・・・・
・・モード切換回路、８００・・・・・・加減算指令回
路、９００・・・・・・重金波相切換回路、１１００・
・・・・・通電方向切換回路、１２００・・・・・・ス
テップ電流発生回路、１３００・・・・・・誤差信号増
幅器、１４００・・・・・・スロープ発生回路、１５０
０・・・・・・スロープ合成回路、１６００・・・・・
・Ｕ相駆動回路、１７００・・・・・・Ｗｉｌｌ駆動回
路、１８００・・・・・・電流加算回路、１９００・・
・・・・■相駆動回路。 代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　はか１名第３図 凹ＩＬ宅九％ＩＣり□ 第５図 Ｄ１ｍｌ＋ Ｇｒ２ｏ？＋ 区 丘 ＋（−−−一　　　＋　　シ Ｚ６糺ｃｓズリトコ 第１４図 ｓｎ＊＋　“ 第１６図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）３相の固定子巻線と、前記固定子巻線と対向する
   着磁部を有する永久磁石を備えた回転子と、前記回転子
   の回転位置を検出して位置検出信号を発生する位置検出
   手段と、外部から供給される誤差信号に依存した駆動指
   令電流を発生する誤差信号増幅器と、前記位置検出手段
   の出力に基づいて、その振幅が前記誤差信号増幅器の出
   力に比例した第１相の駆動信号と第２相の駆動信号を発
   生する駆動信号発生手段と、前記駆動信号発生手段の出
   力に基づいて前記固定子巻線を介して第１相に流入する
   電流値が第２相から流出する電流値よりも大きくなった
   ときにその差電流を第３相から流出させ、第２相から流
   出する電流値が第１相に流入する電流値よりも大きくな
   ったときにその差電流を第３相に流入させる演算手段を
   具備してなる直流無整流子モータ。
2. （２）第１相の駆動信号と第２相の駆動信号を加算して
   第３相の駆動信号を作りだす加算回路と、前記第１相、
   第２相、第３相の駆動信号に応じた電流を前記各固定子
   巻線に供給する駆動回路によって演算手段を構成してな
   る特許請求の範囲第１項記載の直流無整流子モータ。