JPS622883A - 直流無整流子モ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明は直流電源のもとで使用される無整流子モータに
関するものである。 従来の技術 近年、多くの音響機器や、ビデオテープレコーダ、さら
にはフロッピーディスク装置に直流無整流子モータが多
用されるようになってきており、その手軽さから空冷用
ファンモータにまで応用が拡大している。 従来より、この種の直流無整流子モータとしては２相あ
るいは３相の半波駆動方式または全波駆動方式が主流を
占めている。各駆動方式にはそれぞれ一長一短があり、
例えば３相駆動力式は２相駆動力式に比べて駆動用パワ
ー素子の数が少なくてすむ反面、回転子の回転位置を検
出する位置検出素子の数が多く必要になる。ちなみに、
単−電源のもとで動作させるものとして比較すると、２
相全波駆動力式では８個のパワートランジスタと３個の
ホール素子が必要になる。 従来から、３相駆動力式において位置検出素子の数を削
減しようとする試みが数多く行われており、その代表的
な技術が米国特許第３，５７７．０５３号（以下、文献
１と略記する。）に開示されている。 前記文献ｌには、３相半半波駆動式の無整流子モータに
おいて、回転子上に光反射率の異なる第１゜第２．第３
の構成要素を有する識別帯を設け、前記識別帯に光線を
照射し、反射光を受光素子で検出することによって回転
子の回転位置の変化を前記受光素子の出力レベルの３段
階の変化としてとらえ、そのレベルに依存した相巻線に
通電するように構成された装置が示されている。 前記文献１に示された方法では、唯一の位置検出素子と
位置検出のための識別帯によって３相半波駆動を可能に
しているが、構成上の制約によってその駆動形態を３相
半波型に限定される。すなわち、前記文献ｌに示された
形式をとると３６０　’の電気角あたり３通りの検出し
か行えないために各相巻線への通電状態の切り換えも必
然的に３通りしか許されないことになり、６通りの通電
状態の切り換えを必要とする３相全波駆動方式を実現す
るにはさらに余分な位置検出素子と識別帯が必要となる
。 ところで、この種のモータにおいては、回転時の振動や
トルクリップルを小さくするには固定子巻線に供給する
電流波形を正弦波状にするのが好ましく、特開昭５５−
１０００８８号公報（以下、文献２と略記する。）には
、ホール素子から得られる位置検出信号が種々の要因に
よって理想的な正弦波形にならないので、あらかじめデ
ィジタル的なメモリに正弦波情報を格納しておき、モー
タに連結された周波数発電機の出力信号（一般にＦＣ信
号と呼ばれる。）によって前記メモリの情報を順次読み
だし、アナログ電圧に変換して、理想に近い正弦波状の
駆動電流を作りだすようにした直流無整流子モータが示
されている。 発明が解決しようとする問題点 ただ、前記文献２に示された方法は、従来のようにアナ
ログ的に処理を行う方法に比べて回路規模がかなりのも
のになり、また、滑らかに変化する駆動電流を作りだす
ためにディジタル回路の分解能を相当高くする必要があ
るなどの難点も有している。 問題点を解決するための手段 前記した問題点を解決するために本発明の直流無整流子
モータは、回転子の回転位置を検出して位置検出信号を
発生する位置検出手段と、外部から供給される電圧もし
くは電流に依存した駆動指令電流を発生する誤差信号増
幅器と、前記位置検出信号のエツジの到来周期に依存し
た周期のスロープ波形を発生するスロープ発生回路と、
前記位置検出信号に前記スロープ波形を合成して台形波
状の駆動信号を作りだすスロープ合成回路と、前記駆動
信号を増幅して前記固定子巻線に供給する駆動回路を備
えたことを特徴とするものである。 作用 本発明では前記した構成によって、簡単なディジタル処
理でありながら、したがって比較的小規模な回路構成で
滑らかに増加あるいは減少する駆動電流を作りだすこと
ができる。 実施例 以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明
する。 第２図は本発明を実施するために構成されたモータの要
部の展開図を示したもので、３相の固定子巻線１，２．
３がたがいに星形結線され、前記固定子巻線１〜３に対
向して、図示されてはいない回転子に装着された永久磁
石４が配置されている。 前記永久磁石４の主要部は８極に着磁された主磁極が占
め、その内周部（図には示されていないが、第２図にお
いて前記永久磁石４の上側に回転子の内周部で、下側が
外周部であるとする。）にはＮ極着磁された第１の構成
要素部分５ａと、着磁されていない第２の構成要素部分
５ｂと、Ｓ極着磁された第３の構成要素部分５ｃが周方
向に交互に配置された円環状の識別帯５を有している。 また、前記識別帯５に対向して回転子の回転位置検出素
子として用意されたホールＩＣ（チップ上にホール発電
体と他の回路を同居させた集積回路。）６が配置されて
いる。 一方、前記永久磁石４の主磁極の外周側には９６極に着
磁された発電帯が設けられ、この発電帯に対向して、径
方向に回折された９６箇所の発電要素部分を有するジグ
ザグ状の発電巻線７が配置されている。 さらに、前記固定子巻線１．２．３の引き出し線は、そ
れぞれ第１の給電端子Ｕ、第２の給電端子■、第３の給
電端子Ｗに接続され、星形結線された中点は端子Ｘに接
続されている。 なお、前記ホールＩＣ６はプラス側給電端子６ａ、マイ
ナス側給電端子６ｂ、出力端子６ｃを有しており、前記
発電巻線７の引き出し線は出力端子？ａ、７ｂに接続さ
れている。 さて、第１図は本発明の一実施例における直流無整流子
モータのブロック構成図を示したものであり、第１図に
おいてブロック１ｏは第２図に示されたモータブロック
の内部結線を施したもので、前記モータブロック１０に
おいて、中点端子ＸとホールＩＣ６のプラス側給電端子
６ａの間には限流抵抗８が接続され、前記ホールＩＣ６
のマイナス側給電端子６ｂと発電巻線７の他方の出力端
子７ａは回転検出端子Ｆに接続されている。 前記位置検出端子Ｐには前記ホールＩＣ６に内蔵された
処理回路（後述）によってモータの回転位置に依存して
３段階にレベルの変化する位置検出信号が出力されるが
、この位置検出信号は分配器１００によって入力レベル
に対応して順次活性状態になる３系統の信号線路に分配
され、これらの出力は順序回路２００によって条件材は
処理が行われるとともに、前記分配器１００の出力はＲ
ＥＶ端子に印加される回転方向指令信号とともに回転方
向判別回路３００によってモータの回転方向を決定する
ために利用される。 また、前記回転検出端子Ｆと前記接地端子Ｇに現れる信
号は増幅器４００によって十分な振幅に増幅された後に
タイミングを作成するためのクロック信号として前記回
転方向判別回路３００と、各種の通電タイミングを発生
するステップコントローラ５００と、固定子巻線１〜３
への通電電流に付加するスロープの発生タイミングを決
定する同期トリガ回路６００に供給されている。 さらに、前記順序回路２００の出力は前記ステップコン
トローラ５００と前記同期トリガ回路６００、ならびに
、前記ステップコントローラ５００の出力をもとに３相
準全波駆動と３相全波駆動とを切り換えるモード切換回
路７００、上昇スロープと下降スロープの切り換えを行
う加減算指令回路８００と、３相準全波駆動において駆
動電流の相分配を行う準全波相切換回路９００に供給さ
れ、前記回転方向判別回路３００の出力は、固定子巻線
１〜３への通電方向を設定する通電方向設定回路１００
０と、前記通電方向設定回路１０００の出力をもとに通
電方向を切り換える通電方向切換回路１１００と、Ｅ端
子に印加される誤差電圧に依存した電流とモータの加速
あるいは減速の指令信号を発生する誤差信号増幅器１３
００に供給され、前記ステップコントローラ５００の出
力は前記モード切換回路７００と前記加減算指令回路８
００と、全波駆動時のステップ電流波形を発生するステ
ップ電流発生回路１２００に供給され、前記モード切換
回路７００の・出力は、前記順序回路２００および前記
回転方向判別回路３００と、前記加減算指令回路８００
と、前記通電方向設定回路１０００および前記通電方向
切換回路１１００、ならびに、前記誤差信号増幅器１３
００と、固定子巻線１〜３への通電電流に付加するスロ
ープを発生するスロープ発生回路１４００に供給されて
いる。また、前記同期トリガ回路６００と前記スロープ
発生回路１４００との間で信号の授受が行われ、前記ス
ロープ発生回路１４００の出力と前記加減算指令回路８
００の出力はいずれも、前記準全波相切換回路９００あ
るいは前記ステップ電流発生回路１２００から出力され
るステップ状の電流出力信号にスロープを付加するスロ
ープ合成回路１５００に供給され、前記スロープ合成回
路１５００の出力電流は前記準全波相切換回路９００あ
るいは前記ステップ電流発生回路１２００の出力電流に
重畳されている。 一方、前記誤差信号増幅器１３００からの加速あるいは
減速の指令信号が前記通電方向設定回路１０００に供給
され、前記誤差信号増幅器１３００からの出力電流は前
記スロープ発生回路１４００および前記半金波相切換回
路９００ならびに前記ステップ電流発生回路１２００に
供給され、前記半金波相切換回路９００と前記ステップ
電流発生回路１２００の出力電流は、前記通電方向切換
回路１１００を介してＵ相駆動回路１６００とＷ相駆動
回路１７００に供給されるとともに、前記スロープ合成
回路１５００にも供給され、前記Ｕ相駆動回路１６００
の主出力電流と前記Ｗ相駆動回路１７００の主出力電流
はそれぞれＵ相の固定子巻線１が接続されたＵ端子とＷ
相の固定子巻線３が接続されたＷ端子に供給され、前記
Ｕ相駆動回路１６００と前記Ｗ相駆動回路１７００の一
部の出力電流が電流加算回路１８００によって加算され
てＶ相駆動回路１９００に供給され、前記Ｖ相駆動回路
１９００の出力電流は■相の固定予巻ｉ２が接続された
Ｖ端子に供給されている。 第１図の実施例では、Ｊ端子にはモータの停止・回転の
指令信号が印加され、この指令信号は前記通電方向設定
回路１０００に直接に供給されて、外部からモータの回
転停止指令信号が印加されたときのブレーキ信号を作り
だすのに利用されるほか、初期化回路２０００を介して
前記ステップコントローラ５００と前記モード切換回路
７００の初期化に利用される。また、前記増幅器４００
の出力信号は回転停止検出器２１００にも供給され、前
記回転停止検出器２１００の出力信号は前記モード切換
回路７００に供給されて、モータの回転が停止している
ときには前記モード切換回路７００の出力状態を強制的
に３相準全波駆動の状態に移行せしめる。さらに、ＲＥ
Ｖ端子にはモータの回転方向の正逆切換信号が印加され
るが、前記ＲＥＶ端子が低電位にあるときにモータが正
方向に回転し、高電位にあるときには逆方向に回転し、
前記Ｊ端子が低電位にあるときに固定子＠線への通電は
停止され、高電位にあるときには固定子巻線への通電が
行われるように構成されている。 なお、本発明においてはモータの回転サーボシステムに
は言及しないが、ここではＦ端子から得られる速度情報
をもとにＥ端子を介して誤差信号増幅器１３００に誤差
電圧を帰還するものとする。 さて、各部の動作の概要を説明する前に、第１図および
第２図に示された直流無整流子モータの固定子巻線への
通電状態の切り換え動作について説明する。 第１図と第２図からも明らかなように、本発明の実施例
として説明している直流無整流子モータでは回転子の静
止位置の検出手段としては、３種類の構成要素を有する
円環状の識別帯５と、唯一のホールＩＣ６を備えている
だけであるから、回転子の静止位置に応じて３通りの識
別しかできない。ところが、よく知られているように３
相全波駆動の形態をとろうとすれば、回転子の静止位置
に応じて６通りの位置検出情報が必要になる。 第１図に示された直流無整流子モータでは、モータの回
転速度がある程度上昇するまではホールＩＣ６の出力信
号をもとに３相の固定子巻線１゜２．３のすべてに電流
を供給することによって余分に電流を流して起動トルク
の低下を防ぎ、モータの回転速度が上昇して発電巻線７
から十分な信号が得られた後は、前記発電巻線７の出力
信号と前記ホールＩＣ６の出力信号をもとに３相全波駆
動のための通電切換信号を、分配器１００．順序回路２
００．ステップコントローラ５００．同期トリガ回路６
００．モード切換回路７００．加減算指令回路８００、
半金波相切換回路９００１通電方向切換回路１１００、
ステップ電流発生回路１２００．スロープ発生回路１４
００．スロープ合成回路１５００によって構成された駆
動信号発生手段の内部で作りだすように構成されている
。この駆動形態の切り換えの原理を第３図を用いて説明
する。 第３図Ａは第２図のモータ構造において永久磁石４の主
磁極が正弦波着磁されている場合の各固定子巻線１，２
．３に電流を流したときに発生するトルク特性を示した
もので、第２図において固定予巻！１〜３．ホールｌｃ
６．発電巻線７を含む固定子側が右に移動する場合の回
転トルクを正方向としている。第３図への特性曲線ｕａ
は第２図の固定子巻線１にＵ端子からＸ端子方向に電流
を流したときに発生するトルクを表しており、特性曲線
ｕｂは前記固定子巻線１にＸ端子からＵ端子方向に電流
を流したときに発生するトルクを表している。また、特
性曲線ｖａは固定子巻線２にＶ端子からＸ端子方向に電
流を流したときに発生するトルクを表しており、特性曲
線ｖｂは前記固定子巻線２にＸ端子からＶ端子方向に電
流を流したときに発生するトルクを表している。さらに
、特性曲線ｗａは固定子巻線３にＷ端子からＸ端子方向
に電流を流したときに発生するトルクを表しており、特
性曲線ｗｂは前記固定子巻線３にＸ端子からＸ端子方向
に電流を流したときに発生するトルクを表している。 一方、第３図Ｃは星形結線された３相の固定子巻線の任
意の２相に通電したときの正方向の発生トルクを、第３
図Ａに示した個々の固定子巻線における発生トルク比で
示したもので、よ（知られているように、３相全波駆動
のモータではこれらの曲線の包路線が実際の出力トルク
波形となる。 すなわち、第３図Ｃにおいて、特性曲線ｗｖは第２図の
Ｗ端子からＶ端子方向に通電したときに発生するトルク
、特性曲線ｕｖはＵ端子がら■端子方向に通電したとき
に発生するトルク、特性曲線ｕｗはＵ端子からＸ端子方
向に通電したときに発生するトルク、特性曲線ｖｗはＶ
端子がらＸ端子方向に通電したときに発生するトルク、
特性曲線ｖｕはＶ端子からＵ端子方向に通電したときに
発生するトルク、特性面ｖＡｗｕはＷ＠子がらＵ端子方
向に通電したときに発生するトルクをそれぞれ表してい
る。 各固定子巻線が発生する最大トルクを１とすれば、３相
全波駆動においては６０″′の電気角ごとに各固定子巻
線への通電切り換えが行われるので、合成した後の最大
トルクＴ１□、最小トルクＴ＊、。 平均トルクＴ□１は次式によって与えられる。なお、こ
こでは各トルクはすべて無単位化して単なる指数で表し
ている。 第３図りはすでに説明したホールＩＣ６の出力信号波形
を示したものであるが、モータの回転子が停止している
状態においては、位置検出情報としては前記ホールＩＣ
６の出力信号しか用いることができない。３種類の位置
検出情報だけを用いてモータを起動させるには３相半波
駆動の形態をとることが考えられるが、その場合には第
１図の星形結線された固定子巻線の中点であるＸ端子を
プラスあるいはマイナス側の給電線路に直接接続するた
めのパワースイッチング素子が必要となる。 本発明の実施例では以下に述べる方法によってこのよう
な不都合を解消している。すなわち、前記ホールＩＣ６
の出力信号の３段階のレベル変化に対応させて、前記出
力信号が高電位にある区間を第１の通電区間、低電位に
ある区間を第２の通電区間、中間電位にある区間を第３
の通電区間とし、前記第１の通電区間においては第２図
のＵ端子からＶ端子およびＷ端子への通電を行い、前記
第２の通電区間においてはＶ端子からＷ端子およびＵ端
子への通電を行い、前記第３の通電区間においてはＷ端
子からＵ端子およびＶ端子への通電を行う、このとき、
３相の固定子巻線１．２．３による合成トルク特性は第
３図Ｂのようになり、特性曲線ｕｃが前記第１の区間に
おける通電による発生トルク、特性面＊ＶＣが前記第２
の区間における通電による発生トルク、特性曲線ｗｃが
前記第３の区間における通電による発生トルクをそれぞ
れ表している。 したがって、理想的なタイミングで通電切り換えが行わ
れたときのモータの出力トルクは第３図Ｂの特性曲線の
包路線に等しくなり、３相の固定子巻線のうち主たる巻
線には他の２相の固定子巻線の電流の和に等しい電流が
流れることを考慮して最大トルクＴ。２．最小トルクＴ
１□、平均トルクＴｍｖＺを求めるとつぎのようになる
。 さて、第３式と第６式を比較すれば明らかなよ　−うに
、起動時においても３相全波駆動時と同じ平均トルクを
得ることができ、また、パワースイッチング素子を余分
に追加して３相半波駆動させた場合に比べて、起動電流
を節約することもできる。 ちなみに、いずれの駆動方式においても各固定子巻線の
１相あたりの抵抗値は等しいものとすると、３相半波駆
動では起動電流が３相全波駆動の２倍になるが、ここで
説明した駆動方法によれば起動電流はほぼ３３パーセン
ト増加するだけである。 なお、以下の説明においてはこの駆動方法を３相準全波
駆動と呼び、３相全波駆動あるいは３相半波駆動と区別
する。 つぎに、第１図の実施例に示される主要部の具体的な構
成例とその動作の概要を説明して全体の動作の説明の一
助とする。 まず、第４図はホールＩＣ６の具体的な構成例を示した
回路結線図であり、よく知られているバンドギャップ基
準電圧源などを用いた定電圧回路部６１と、シリコン基
板上に形成されたホール発電体６２と、その他の信号処
理回路部分から構成されている。 第４図のホール発電体６２が第２図に示された識別帯５
のＮ極着磁された部分に対向しているときには前記ホー
ル発電体６２の一方の出力端子６２ａの電位が上昇し、
他方の出力端子６２ｂの電位は下降する。したがって、
トランジスタ６３のコレクタ電位が下降し、トランジス
タ６４のコレクタ電位が上昇するので、定電流トランジ
スタ６５に流れ込む電流の殆どがトランジスタ６６のコ
レクタ電流となる。 なお、第４図の回路において、前記定電流トランジスタ
６５のエミッタ側に接続された抵抗６７と、定電流トラ
ンジスタ６８のエミッタ側に接続された抵抗６９の抵抗
比率が３対４に設定されているので、前記定電流トラン
ジスタ６５のコレクタ電流を４・■。とすると、前記定
電流トランジスタ６８のコレクタ電流はほぼ３・１．と
なる。また、プラス側のカレントミラー回路を構成する
受電トランジスタ７０のエミッタ側に接続された抵抗７
１と、定電流トランジスタ７２．７３のエミッタ側に接
続された抵抗７４．７５の抵抗値が等しくなるように設
定され、定電流トランジスタ７６のエミッタ側に接続さ
れた抵抗７７の抵抗値が前記抵抗７１の抵抗値の３倍に
設定されているので、前記定電流トランジスタ７２゜７
３のコレクタ電流はいずれも最大値でほぼ３・■。 となり、前記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流は
ほぼＩｏとなる。 したがって、前記トランジスタ６６のコレクタ電流の４
分の３は前記定電流トランジスタ７３から供給され、残
りの４分の１だけがトランジスタ７８の第１コレクタ７
８ａから供給される。このとき、出力端子６Ｃに接続さ
れた負荷抵抗７９には前記トランジスタ７８の第２コレ
クタ７８ｂから！。の電流が供給されるとともに、前記
定電流トランジスタ７６からもＩｏの電流が供給される
ので、前記抵抗７９の抵抗値をＲｏとしたとき、前記出
力端子６Ｃには２・１０　・Ｒｏなる電位が現れる。 反対に、前記ホール発電体６２が前記識別帯５のＳ極着
磁された部分に対向しているときには、前記定電流トラ
ンジスタ６５に流れ込む電流の殆どがトランジスタ８０
のコレクタ電流となり、トランジスタ８１の第１コレク
タ８１ａと第２コレクタ８１ｂにもそれぞれ■。なる電
流が流れ、前記第２コレクタ８１ｂの電流はトランジス
タ８２とトランジスタ８３によって構成されたカレント
ミラー回路に供給される。したがって、このときには前
記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流の殆どあるい
はすべてが前記トランジスタ８３のコレクタに流れ込み
、前記出力端子６Ｃの電位は零となる。 一方、前記ホール発電体６２が前記識別帯５の無着磁部
分に対向しているときには前記トランジスタ６６、８０
のコレクタ電流はほぼ平衡するので、前記トランジスタ
６６、８０のコレクタ電流のすべてが前記定電流トラン
ジスタ７２．７３から供給されて前記トランジスタ７８
．８１のコレクタ電流は零となり、前記負荷抵抗７９に
は前記定電流トランジスタ７６のコレクタ電流だけが供
給されて前記出力端子６Ｃの電位は■。・Ｒｏとなる。 このようにして前記ホール発電体６２の前記識別帯５へ
の対向位置によって前記ホールＩＣ６の出力電圧は３段
階に変化する。 第５図は第１図および第２図のように構成された直流無
整流子モータの主磁極と識別帯の相対的な位置関係と前
記ホールＩＣ６から得られる位置検出信号の変化のもよ
うを示したもので、回転子上に設けられた識別帯５と固
定子上に配置されたホールＩＣ６の相対的な回転角度が
第５図の機械角もしくは電気角で示される如く変化した
とき、それに対応して前記ホールＩＣ６の出力電圧は第
５図Ａのように変化する。 つぎに、第６図は第１図に示された分配器１００の具体
的な構成例を示したもので、異なるスレシホールド電圧
を有する２種類のコンパレータ１１０および１２０と、
出力処理部１３０によって主要部が構成されており、出
力端子ｓｌ、ｎｌ、ｚｌの電位は入力端子Ｐの３段階の
電位に応じて排他的に高電位に移行する。なお、第６図
の回路においてトランジスタ１１１と１１２あるいはト
ランジスタ１２１と１２２はそれぞれ前記コンパレータ
１１０あるいは１２０にシュミット機能を付加するため
に追加されている。 第７図は第１図に示された順序回路２００９回転方向判
別回路３００．ステップコントローラ５００゜同期トリ
ガ回路６００．モード切換回路７００．加減算指令回路
８００１通電方向設定回路１０００．初期化回路２００
０の具体的な構成例を示したものであるが、最初に、初
期化回路２０００の動作について説明する。 なお、以後の論理回路の動作説明においては、すべて正
論理を用い、各入出力端子あるいは各信号線路が高電位
にあるときに活性状態にあるものとし、高電位の状態を
”１゛で表現し、低電位の状態を“Ｏｏで表現する。 初期化回路２０００は第７図からもわかるように各々の
入出力端子がそれぞれクロスカップリング接続された２
個のＮＡＮＤゲートによるＲＳフリップフロップと、４
人力ＮＡＮＤゲート２００１および２人力ＮＡＮＤゲー
ト２００２によって構成されているが、Ｊ端子のレベル
が“Ｏｏから“１”に移行する以前に前記ＮＡＮＤゲー
ト２００１の入力端子のレベルのひとつが“Ｏｏになっ
ていると、Ｊ端子のレベルが“１°に移行した直後に前
記ＮＡＮＤゲー）　２００２の出力レベルが“０゛に移
行して初期化信号が出力される。この初期化信号はステ
ップコントローラ５００とモード切換回路７００の初期
化設定に使われるほか、前記モード切換回路７００を介
して順序回路２００と回転方向判別回路３００の初期化
設定に用いられる。 つぎに、順序回路２００の動作の概要を第５図に示され
た位置検出信号の出力信号波形に基づいて説明する。第
７図に示された順序回路は各々の入出力端子がそれぞれ
クロスカップリング接続された２個のＮＡＮＤゲート２
０１．　２０２によるゲート対と、各々の入出力端子が
それぞれクロスカップリング接続された２個のＮＡＮＤ
ゲート２０３゜２０４によるゲート対と、これらのゲー
ト対を連結する２個のＮＡＮＤゲート２０５．　２０６
によって主要部が構成されている。 第５図Ａの信号波形はすでに説明したように第１図のホ
ールＩＣ６の出力信号を示したものであり、第５図Ｂ、
Ｃ，Ｄの信号波形は前記ホール■Ｃ６の出力信号をもと
に第６図に示した分配器１００によって出力端子ｎｌ、
ｓｌ、ｚｌ　　（これらの端子は第７図において体入力
端子となる。）に分配された後の各信号線路に現れる信
号波形であり、第５図Ｅ、　　Ｆ、　Ｇの信号波形はそ
れぞれ前記ＮＡＮＤゲート２０３．　２０１とインバー
タ２０７の出力信号波形である。 Ｊ端子のレベルが０°になっているとき、もしくはＪ端
子のレベルが“０゛から“１゛に移行した直後に、モー
ド切換回路７００を構成するＡＮＤゲート７０４によっ
て前記ＮＡＮＤゲート２０２および２０４の出力レベル
は強制的に“ｌ゛に移行せしめられる。したがって、モ
ータの起動直後には前記ＮＡＮＤゲート２０３の出力レ
ベルと、前記ＮＡＮＤゲート２０１の出力レベルと、前
記インバータ２０７の出力レベルは、それぞれｎ１端子
、ｓｌ端子、ｚ１端子のレベルと同じになっている。 いま仮に、第１図のホールＩＣ６が第５図の電気角が０
″の位置に対向しているものとすると、前記インバータ
２０７の出力レベルが“１′となり、前記ＮＡＮＤゲー
ト２０１．　２０３の出力レベルはいずれも“０′とな
るが、モータの回転子が回転を開始して前記ホールＩＣ
６が識別帯５のＮ極着磁された部分に対向すると２１端
子のレベルが“０゛に移行し、代わってｎ１端子のレベ
ルが“１゛に移行する。ただし、ここではＲＥＶ端子の
レベルは０”に保持されていてモータの回転子は正方向
回転をし、回転方向判別回路３００を構成するＤフリッ
プフロップ３０１の出力レベルは′Ｏ゛になっているも
のとする。 ｎ１端子のレベルが“１”に移行する以前にＮＡＮＤゲ
ート２０２の出力レベルが１゛になっているので、続い
てＮＡＮＤゲート２０５の出力レベルが０゛に移行し、
ＮＡＮＤゲート２０３とＮＡＮＤゲート２０４によるゲ
ート対の出力状態を反転させて、前記ＮＡＮＤゲート２
０３の出力レベルが“１“になり、前記ＮＡＮＤゲート
２０４の出力レベルは°０°　となる。この変化によっ
て前記インバータ２０７の出力レベルは“０゛に移行し
、前記ＮＡＮＤゲート２０４の出力レベルが“１゛に移
行する。 さらに続いて回転子が回転して、前記ホールＩＣ６が第
５図の電気角１８０　”の位置にさしかかると、第５図
りに示すように、ｚ１端子のレベルが再び“１°に移行
するが、この時点では前記ＮＡＮＤゲート２０４の出力
レベルが“０゛に移行しているので、ＮＡＮＤゲート２
０６の出力レベルは変化せず、前記ＮＡＮＤゲート２０
３．　２０１．前記インバータ２０７の出力状態も変化
しない。 続いて、Ｓ１端子のレベルが“１”になると、それ以前
に前記ＮＡＮＤ”ゲート２０６の出力レベルが“１°に
なっているので、ＮＡＮＤゲート２０１とＮＡＮＤゲー
ト２０２によるゲート対の出力状態が反転して前記ＮＡ
ＮＤゲート２０２の出力レベルが“１“に移行し、前記
ＮＡＮＤゲート２０４の出力レベルは“θ′に移行する
。 結局、第７図に示された順序回路はあらかじめ順序づけ
された通りに入力端子が活性状態になったときにのみ、
入力を出力に反映させる機能を有している。 このようにして第７図のｎ１端子、ｓｌ端子。 ｚ１端子に第５図Ｂ、Ｃ，Ｄに示すような位置検出信号
が供給されたとき、前記ＮＡＮＤゲート２０３あるいは
ｎ２端子、前記ＮＡＮＤゲート２０１．前記インバータ
２０７あるいはｚ２端子には第５図Ｅ。 Ｆ、Ｇに示すような駆動指令信号が出力される。 なお、第５図からもわかるように、モータが逆方向に回
転しているときにはｎ１端子、ｓｌ端子。 ２１端子に供給される信号の到来順序がｎｌ、ｚｌ、ｓ
ｌの順になり、ｎｌと５１の信号が入れ替わった形にな
る。第７図のＮＡＮＤゲー）　２０８゜２０９、　２１
０．　２１１．　２１２による切換回路は、モータの回
転方向の正逆に拘らず、順序回路２００に同じ条件で動
作させるために付加されている。 つぎに、第７図に示された回転方向判別回路３００は、
モータの回転子が正方向に回転している状態と逆方向に
回転している状態とでは、ｎ１端子。 ｓｌ端子＋ｚｌ端子が活性状態に移行する順序が異なる
ことを利用して回転方向の判別を行うが、この動作の概
要を第８図及び第９図に示した信号波形図に基づいて説
明する。 まず、Ｄフリップフロップ３０１はすでに説明したＡＮ
Ｄゲート７０４の出力レベルが“０″になっている間は
その出力レベルがＲＥＶ端子のレベルと同じになるよう
に初期化される。 第８図Ａ、　Ｂ、　Ｃ，Ｄはそれぞれ、モータが正方向
に回転している状態でのｎ１端子、ｎｌ端子。 Ｓ１端子、ｚｌ端子に供給される信号波形を示したもの
であり、第８図ＥはこのときのＮＡＮＤゲ−１−３０２
の出力信号波形であり、第８図Ｆ、　Ｇ。 Ｈ，Ｉ、Ｊ、にはそれぞれＮＡＮＤゲート３０３゜３０
４、　３０５．　３０６．　３０７．　３０８の出力信
号波形であり、第８図り、ＭはそれぞれＤフリップフロ
ップ３０１．ＮＡＮＤゲート３０９の出力信号波形であ
る。 第８図において、時刻ｔ１以前の３１端子のレベルが“
１゛になっている期間は、ＮＡＮＤゲート　３０２とＮ
ＡＮＤゲート３１０によるＲＳＳフリップフロツブリセ
ットされ、ＮＡＮＤゲート３０３とＮＡＮＤゲート３０
４によるＲＳフリップフロップはセットされ、また、そ
れ以前にＮＡＮＤゲート３０６とＮＡＮＤゲート３０７
によるＲＳフリップフロップはリセットされているので
、Ｓ１端子に供給される信号のトレイリングエツジが到
来した後に、時刻１．において、ｆ１端子に供給される
ＦＧ倍信号リーディングエツジが到来したとき、前記Ｎ
ＡＮＤゲート３０５の出力レベルが０°に移行し、その
結果、前記ＮＡＮＤゲート３０６と前記ＮＡＮＤゲート
３０７によるＲＳフリップフロップの出力状態が反転し
て、前記ＮＡＮＤゲート３０６の出力レベルが１°に移
行する。 時刻ｔ２において、ＦＧ倍信号トレイリングエツジが到
来すると、前記ＮＡＮＤゲート３０８の出力レベルが“
Ｏ゛に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート３０３と前記
ＮＡＮＤゲート３０４によるＲＳフリップフロップの出
力状態が反転し、続いて、前記ＮＡＮＤゲート３０６と
前記ＮＡＮＤゲート３ｏ７によるＲＳＳフリツブフロッ
プ出力状態も反転し、前記ＮＡＮＤゲート３０８の出力
レベルは再び“ｌ゛に戻る。時刻ｔ２における前記ＮＡ
ＮＤゲート３０７の出力レベルの“１′への移行によっ
てＤフリップフロップ３０１がトリガされ、トリガ時点
の前記ＮＡＮＤゲート３０２の出力レベルは“０゛にな
っているから、前記Ｄフリップフロップ３０１の出力レ
ベルも“Ｏ゛になる。 時刻ｔ、から時刻ｔ４あるいは時刻ｔ５がら時刻り、に
かけても同様の動作を繰り返し、モータの回転子が正方
向に回転している限り、前記Ｄフリップフロップ３０１
の出力レベルは“０”になり、このときにＲＥＶ端子を
介して正方向回転の指令信号が与えられていたとすると
、ＮＡＮＤゲート３１１の出力レベルが“０゛になるの
で、ＮＡＮＤゲート３０９の出力レベルは“１“になる
。 一方、モータの回転子が逆方向に回転しているときには
、第７図の回転方向判別回路３００の各部の信号波形は
第９図のようになり、時刻（２において前記Ｄフリップ
フロップ３０１がトリガされる直前の前記ＮＡＮＤゲー
ト３０２の出力レベルは常に“１”であるので、前記Ｄ
フリップフロップ３０１の出力レベルも常に“１゛にな
り、ＲＥＶ端子には正方向回転の指令信号が与えられて
いたとすると、前記ＮＡＮＤゲート３０９の出力レベル
が“０′になって、指令に対して反対方向の回転である
ことを示す出力信号がｅｎ端子に送出される。 なお、ｄｒ端子には前記Ｄフリップフロップ３０１の出
力信号がそのまま印加されるので、この端子レベルはモ
ータの回転子が正方向に回転しているときには“０゛に
なり、モータの回転子が逆方向に回転しているときには
“１゛になる。 つぎに、第７図のステップコントローラ５００の動作の
概要を第１θ図に示した信号波形図に基づいて説明する
。 第１０図Ａ、　　Ｂは、それぞれＮＡＮＤゲート２０１
の出力信号と、ｒ１端子に供給されるＦＧ倍信号信号波
形を示したものであり、第１０図Ｃ，Ｄ、Ｅ。 Ｆ、Ｇは、それぞれＮＡＮＤゲート５０１．　５０２゜
５０３、　５０４．　５０５の出力信号波形を示したも
のである。さらに、第１０図Ｈ，Ｉ、Ｊ、に、Ｌ、Ｍは
、それぞれインバータ５０６．　３ビツトのダウンカウ
ンタを構成するＴフリップフロップ５０７．　５０８゜
５０９と、ＮＡＮＤゲート５１０．　５１１の出力信号
波形を示したものであり、第１０図Ｎ、Ｏは、それぞれ
ＮＡＮＤゲート５１２．　５１３の出力信号波形を示し
たものであり、第１Ｏ図ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆは、そ
れぞれ第７図のｕｍＱ端子、ｕｍｌ端子。 ｕｍ２端子、ｕｍ３端子、ｕｍ４端子、ｕｍ５端子に現
れる出力信号を示したものであり、第１０図ｇ、ｈ、ｉ
、ｊは、それぞれ第７図のｕｓｌ端子。 ｕｓ２端子、ｕｓ３端子、ｕｓ４端子に現れる出力信号
を示したものであり、第１０図に、１．ｍ。 ｎ、ｏ、ｐは、それぞれ第７図のｗｍＱ端子、Ｗｍ１端
子、Ｗｍ２端子、Ｗｍ３端子、Ｗｍ４端子。 ｗｒｒ１５端子に現れる出力信号を示したものであり、
第１０図ｑ、ｒ、ｓ、ｔは、それぞれ第７図のｗｓ１端
子、ＷＳ２端子、ｗｓ３端子、ｗｓ４端子に現れる出力
信号を示したものである。 第１０図の時刻１．以前にＮＡＮＤゲート５１４゜５１
５　、５１６の出力レベルが“１゛であって、ＮＡＮＤ
ゲート５１７の出力レベルが°０゛になっていて、しか
も前記ＮＡＮＤゲート２０１の出力信号のリーディング
エツジがすでに到来しているもとで、時刻ｔ、において
ｆ１端子に供給されるＦＣ信号のリーディングエツジが
到来すると、ＮＡＮＤゲート５０１の出力レベルが“０
゛に移行し、その結果、ＮＡＮＤゲート５０２の出力レ
ベルが“１゛に移行するとともに前記ＮＡＮＤゲート５
１５の出力レベルが“θ′に移行してこの状態が保持さ
れる。 時刻ｔ２において、ＦＧ倍信号トレイリングエツジが到
来すると、前記ＮＡＮＤゲート５０１の出力レベルは“
１゛に戻るが、ＮＡＮＤゲート５０３の出力レベルが“
０゛に移行するので、ＮＡＮＤゲート５０４の出力レベ
ルが１゛に移行するとともに前記ＮＡＮＤゲート５１６
の出力レベルは“０゛に移行する。 時刻ｔ、において、再びＦＣ信号のリーディングエツジ
が到来するとＮＡＮＤゲート５０５の出力レベルが０゛
に移行し、その結果、前記ＮＡＮＤゲート５１７の出力
レベルが°１゛に移行するので、前記ＮＡＮＤゲート５
１４の出力レベルは“０゛に移行し、前記ＮＡＮＤゲー
ト５１５の出力レベルは“１′に移行する。これによっ
て前記ＮＡＮＤゲート５０２の出力レベルが”０゛にな
り、さらに、前記ＮＡＮＤゲート５１６の出力レベルが
“１“となり、続いて前記ＮＡＮＤゲート５０４の出力
レベルが°０“になるので、前記ＮＡＮＤゲート５０５
の出力レベルが“ｌｏに戻って一連の動作が終了する。 結局、時刻ｔ０から時刻ｔ、にかけて前記ＮＡＮＤゲー
ト２０１の出力信号と、ｆ１端子に供給されるＦＧ倍信
号第１０図Ａ、Ｂに示したように変イビしたとき、時刻
ｔ２から時刻ｔ３にかけての間に前記ＮＡＮＤゲート５
１６の出力レベルが“０゛になってＴフリップフロップ
５０７がリセットされ、同時に、ＡＮＤゲート５１８を
°介してＴフリップフロップ５０８．　５０９がセット
され、ＮＡＮＤゲート５１ＯとＮＡＮＤゲート５１９に
よって構成されたＲＳフリップフロップの出力状態も反
転して、前記ＮＡＮＤゲート５１０の出力レベルは“１
°に移行する。 すなわち、前記ＮＡＮＤゲート５０４の出力信号は前記
Ｔフリップフロップ５０７．　５０８．　５０９および
前記ＲＳフリップフロップによって構成された４ビツト
のダウンカウンタのプリセント信号となり、時刻ｔ２の
時点でこのカウンタの出力は［１１１０Ｆにプリセット
され、このプリセットは時刻ｔ、まで持続する。 時刻ｔ４においてＦＧ倍信号トレイリングエツジが到来
すると、４ビツトのカウンタは再びダウンカウント動作
を始めるが、時刻ｔ１４において、カウンタのカウント
値が［１０００］になると、ＮＡＮＤゲート５２０の出
力レベルが°０°になり、続いて、ＮＡＮＤゲート５１
１とＮＡＮＤゲート５２１によって構成されたＲＳフリ
ップフロップの出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲー）
　５１１の出力レベルが“Ｏｏに移行する。その結果、
前記ＮＡＮＤゲート５１０と前記ＮＡＮＤゲート５１９
によるＲＳフリップフロップの出力状態も反転し、前記
ＮＡＮＤゲート５１０の出力レベルが°Ｏ゛に移行する
とともに、前記ＡＮＤゲート５１８を介して前記Ｔフリ
ップフロップ５０８と前記Ｔフリップフロップ５０９が
セットされる。 したがって、時刻ｔ１４の時点で４ビツトのカウンタの
出力は［０１１０１にプリセットされ、時刻ｔｌｓにお
いて、再びＦＣ信号のリーディングエツジが到来すると
、前記ＮＡＮＤゲート５１１の出力レベルが“１′に戻
るので前記Ｔフリップフロップ５０８と前記Ｔフリップ
フロップ５０９のセントは解除されて時刻ｔ＋６から４
ビツトのカウンタはダウンカウント動作を再開する。 以後、時刻ｔ２６において前記ＮＡＮＤゲート５１６が
再びプリセット信号を発生するまでダウンカウント動作
が続くが、時刻ｔｚｂにおいて、ＦＧ信号のリーディン
グエツジが到来すると、時刻ｔ２の時点と同様の動作が
繰り返される。 このようにして、４ビツトのカウンタのカウント値は位
置検出信号の１周期の間に１０進表示で、１４、１３．
１２．１１．１０．　９．　６．　５．　４．　３．　
２゜ｌの順で減少していくが、このカウンタのクロック
信号となるＦＣ信号を仮想カウンタのＬＳＢ出力と見な
すならば、カウンタのビット数は５となり、そのカウン
ト値は位置検出信号の１周期の間に１０進表示で、２９
．２８．２７．２６．２５．２４．２３．２２゜２１、
２０．１９．１８．１３．１２．１１．１０．　９．　
８．　７゜６．５，４，３．２の順で減少していく。 一方、ＮＡＮＤゲート５２２．　５２３．　５２４．　
５２５゜５２６、　５２７．　５２８．　５２９．　５
３０は５ビツトの仮想カウンタの下位４ビツトの出力を
デコードするデコーダを構成している。前記ＮＡＮＤゲ
ート５２２はカウンタの下位４ビツトの出力が［１１０
０］になったときにその出力レベルが“０°になり、前
記ＮＡＮＤゲート５２３はカウンタの下位４ビツトの出
力が［１０１１１もしくは［１０１０１になったときに
その出力レベルが“０゛になり、前記ＮＡＮＤゲート５
２４はカウンタの下位４ビツトの出力が［１０１０］に
なったときにその出力レベルが０”になり、前記ＮＡＮ
Ｄゲート５２５はカウンタの下位４ビツトの出力が［１
００１１もしくは［１０００１になったときにその出力
レベルが“Ｏｏになり、前記ＮＡＮＤゲート５２６はカ
ウンタの下位４ビツトの出力が［１０００］になったと
きにその出力レベルが“０゛になり、前記ＮＡＮＤゲー
ト５２７はカウンタの下位４ビツトの出力が［０１１０
１になったときにその出力レベルが“Ｏｏになり、前記
ＮＡＮＤゲート５２８はカウンタの下位４ビツトの出力
が［０１００］になったときにその出力レベルが“０゛
になり、前記ＮＡＮＤゲート５２９はカウンタの下位４
ビツトの出力が［００１１１から［０００１１の間でそ
の出力レベルが“０°になり、前記ＮＡＮＤゲート５３
０はカウンタの下位４ビツトの出力が［００１０］にな
ったときにその出力レベルが“０゜になる。 これらのデコーダはステップ電流波形を作りだすための
区間信号を発生する目的に利用されるほか、第１０図Ｎ
の信号波形と第１０図Ｏの信号波形を作りだすためにも
利用される。 すなわち、時刻

【、において５ビツトの仮想カウンタの
出力が［１１１００］になるので前記ＮＡＮＤゲート５
２２の出力レベルが“０°に移行するが、これによって
ＮＡＮＤゲート５３１の出力レベルが“Ｏｏに移行し、
続いてＮＡＮＤゲート５３２の出力レベルが°１°に移
行し、その結果、ＮＡＮＤゲート５１３の出力レベルが
“Ｏｏに移行する。時刻ｔ１５においても５ビツトの仮
想カウンタの出力が［０１１００］になるので前記ＮＡ
ＮＤゲート５２２の出力レベルが“θ′に移行するが、
今度はＮＡＮＤゲート５３３の出力レベルが“Ｏｏに移
行し、続いて、前記ＮＡＮＤゲート５１３の出力レベル
が“ｌｏに移行し、その結果、前記ＮＡＮＤゲート５３
２の出力レベルが“Ｏｏに移行する。 さらに、時刻ｔｌｌにおいて５ビツトの仮想カウンタの
出力が［１０１００１になるので前記ＮＡＮＤゲート５
２８の出力レベルが°０゛に移行するが、これによって
ＮＡＮＤゲート５３４の出力レベルが“０”に移行し、
続いて、ＮＡＮＤゲート５３５の出力レベルが“１”に
移行し、その結果、ＮＡＮＤゲート５１２の出力レベル
が“０゛に移行する。 時刻ｔ０においても５ビツトの仮想カウンタの出力が［
００１０θ］になるので前記ＮＡＮＤゲート５２８の出
力レベルが“０°に移行するが、今度はＮＡＮＤゲート
５３６の出力レベルが０°に移行し、続いて、前記ＮＡ
ＮＤゲート５１２の出力レベルが“１゛に移行し、その
結果、前記ＮＡＮＤゲート５３５の出力レベルが０°に
移行する。 また、第７図の出力端子ｕ　ｍ　Ｏ＝　ｕ　ｍ　５　、
　　ｕ　５ｌｚｕｓ４．ｗｍｏＱ　〜ｗｍ５．ｗｓ　ｌ
〜ｗｓ４には第１０図ａ　”−ｔに示された区間信号が
出力されるが、これらの区間信号の生成方法について説
明する。 まず、ｕ　ｍ　Ｏ端子、ｗｍＱ端子には前記ＮＡＮＤゲ
ート５２８．　５２２の出力信号と同じ信号波形が送出
され、これらはそのままステップ電流波形の最小値区間
のための信号として利用される。また、ｕ　ｍ　５端子
、ｗｍ５端子には前記ＮＡＮＤゲート５２４　、５２７
の出力信号を反転したものが送出され、これらはステッ
プ電流波形の最大値区間のための信号として利用される
。これ以外の区間信号はＮＡＮＤゲー）　５３７．　５
３８．　ＮＡＮＤゲー）　５３９゜５４０、ＮＡＮＤゲ
ート５４１．　５４２．　ＮＡＮＤゲー）　５４３．　
５４４．　　ＮＡＮＤゲート５４５．　５４６によって
構成された５個のＲＳフリップフロップの出力信号と、
Ｔフリップフロツブ５０フ〜５０９の出力信号を組み合
わせて生成される。例えば、区間信号ｕ　ｍ　４には前
記ＮＡＮＤゲート５３７の出力信号が利用され、区間信
号ｕｓ３には前記Ｔフリップフロップ５０９の出力信号
が利用され、区間信号ｗｍ２には前記ＮＡＮＤゲート５
４１の出力信号が利用され、区間信号ｗｓ３には前記Ｎ
ＡＮＤゲート５３９の出力信号が利用される。 つぎに、第７図のモード切換回路７００の動作について
説明する。 モード切換回路７００はＤフリップフロップ７０１とＮ
ＡＮＤゲート７０２．インバータ７０３．　ＡＮＤゲー
ト７０４．　７０５．　ＮＡＮＤゲート７０６によって
構成されている。 Ｊ端子のレベルが“０゛である間に前記Ｄフリップフロ
ップ７０１の出力レベルが“０゛になっていると、Ｊ端
子のレベルが“１゛に移行した直後に初期化回路２００
０を構成するＮＡＮＤゲート２００２の出力レベルが“
０゛に移行するので、モータの起動時には前記Ｄフリッ
プフロップ７０１の出力レベルは°ｌ′になっている。 モータの回転速度の上昇に伴ってｆ１端子にＦＧ信号が
供給されるようになり、それによってステップコントロ
ーラ５００が正規の動作を開始し、ＮＡＮＤゲート５１
６によるカウンタのプリセントが規則正しく行われるよ
うになって、第１０図の時刻ｔ０から時刻ｔ１の中間点
において、順序回路２００を構成するＮＡＮＤゲート２
０１の出力信号のリーディングエツジが到来したときに
、ステップコントローラ５００を構成するＮＡＮＤゲー
ト５２９の出力レベルが“０°に移行していると、前記
Ｄフリップフロップ７０１の出力レベルが“０°に移行
する。 このＤフリップフロップ７０１の出力信号はモード切換
信号としてｍｄ端子に送出されるほか、同期トリガ回路
６００．加減算指令回路８００９通電方向設定回路１０
００にも供給される。なお、ｍｄ端子のレベルが“０°
のとき半金波駆動のモードにあり、“１°のときには全
波駆動のモードにある。 また、ＮＡＮＤゲート７０２の出力信号はｂｋ端子に送
出されるが、前記ＮＡＮＤゲート７０２の出力レベルは
Ｊ端子のレベルが°０゛であって、しかも前記Ｄフリッ
プフロップ７０１の出力レベルが“１′になったときに
“０”となり、この出力は通電方向切換回路１１００を
介してＵ相駆動回路１６００゜Ｗ相駆動回路１７００．
　　Ｖ相駆動回路１９００にホール■Ｃ６への給電のた
めの片方向のみを行わせる目的に利用される。 ＡＮＤゲート７０４は初期化回路２０００が初期化信号
を送出したとき、あるいは前記ＮＡＮＤゲート７０２が
出力信号を送出したときに順序回路２００と回転方向判
別回路３００を初期化し、ＡＮＤゲート７０５は前記初
期化回路２０００が初期化信号を送出したとき、あるい
は回転停止検出器２１００がｑｔ端子のレベルを“１′
に移行せしめたときに前記Ｄフリップフロップ７０１と
ステップコントローラ５００を初期化する。 つぎに、加減算指令回路８００の動作について第１１図
の信号波形を参照しながら説明する。 第１１図は全波駆動時のステップ電流波形ならびにこの
ステップ電流波形をもとにして作りだされる３相の駆動
電流波形の生成過程を示す信号波形図であり、第１１図
Ａ、Ｈの信号波形はそれぞれ第１Ｏ図Ａ、Ｂの信号波形
と同一のものであり、第１１図Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆの信号波
形はそれぞれ第１０図Ｈ１Ｉ、Ｊ、Ｋに示された信号波
形と同一のものであり、これらは他の信号波形のタイミ
ング参照用に示したものである。また、第１１図Ｃの信
号波形の上部に記された記号はすでに説明した５ビツト
の仮想カウンタの下位４ビツトのカウント値を１６進表
示したものである。さらに、第１１図ＧおよびＨは第７
図のＮＡＮＤゲート５４３およびＮＡＮＤゲート５４５
の出力信号波形であり、第１１図■は第１図のスロープ
発生回路１４００の出力信号波形であり、第１１図Ｊ、
に、Ｎ、Ｏはいずれも第１図のステップ電流発生回路１
２００の出力信号波形であり、第１１図り、Ｐは第１図
のスロープ合成回路１５００の内部において作りだされ
る信号波形であり、第１１図Ｍ。 Ｑはそれぞれ第１図のＵ相駆動回路１６００とＷ相駆動
回路１７００に供給される駆動電流波形であり、第１１
図Ｒ，Ｓはそれぞれ第７図のｕ１端子＋ｗｌ端子に供給
される通電方向設定回路１０００の出力信号波形であり
、第１１図Ｔ、Ｕはいずれも第１図の電流加算回路１８
００よって作りだされるＶ相の駆動電流波形である。 第１１図Ｍの電流波形は、第１図のステップ電流発生回
路１２００から発生される第１１図Ｊの電流波形に第１
図のスロープ発生回路１４００から発生される第１１図
Ｉの電流波形を第１図のスロープ合成回路１５００によ
って合成して得られるが、この際に、時刻１＋＋から時
刻ｔ１７の区間においては第１１図Ｊの電流値に第１１
図にの電流値でリミットされた第１１図りの電流値を加
算し、時刻ｔｔ’ｒから時刻ｔ２３の区間においては第
１１図Ｊの電流値から第１１図にの電流値でリミットさ
れた第１１図りの電流値を減算することによって第１１
図Ｍの電流波形を作りだしている。 加減算指令回路８００はこれらの加算・減算の指令信号
をスロープ合成回路１５００に送出する機能を有してお
り、第１１図Ｍに示されたＵ相の駆動電流波形を作りだ
すための時刻ｔ、から時刻ｔｌ？までの区間信号、ある
いは時刻ｔ１７から時刻ｔ、までの区間信号としてはス
テップコントローラ５００を構成するＮＡＮＤゲート５
４３．　５４４によるＲＳフリップフロップの出力信号
が利用され、第１１図Ｑに示したＷ相の駆動電流波形を
作りだすための時刻ｔ３から時刻ｔ、までの区間信号、
あるいは時刻ｔ、から時刻ｔ’ｓまでの区間信号として
はステップコントローラ５００を構成するＮＡＮＤゲー
ト５４５　、５４６によるＲＳフリップフロップの出力
信号が利用される。なお、これらの区間信号は、ｍｄ端
子のレベルが“１゛になっているときにＮＡＮＤゲート
８０１あるいはＮＡＮＤゲート８０２を介してｕａ端子
あるいはｗａ端子に送出されるが、ｍｄ端子のレベルが
“０′のときには、ｕａ端子には順序回路２００を構成
するＮＡＮＤゲート２０１の出力信号が送出され、ｗａ
端子にはｎ２端子に送出される信号と同じ出力信号が送
出される。 つぎに、通電方向設定回路１０００は、ｍｄ端子のレベ
ルが“１′になっているとき、すなわち全波駆動の状態
にあるときに第１１図Ｒおよび第１１図Ｓの信号をｎ１
端子、ｗｌ端子を介して第１図の通電方向切換回路１１
００に送出し、一方、ｍｄ端子のレベルが“０゛になっ
ているときにはそのレベルがモータの回転子の回転位置
には無関係な信号をｎ１端子、ｗｌ端子に送出する。ま
た、Ｊ端子。 ｄｒ端子、ｅｎ端子、ｄｎ端子のレベルに応じて第１表
に示すようにｎ１端子、ｗｌ端子に送出する信号の位相
を反転せしめる。 まず、ＮＡＮＤゲート１００１．１００２．１００３．
１００４゜１００５、１００６によって構成された切換
回路は、モータが正方向に回転していて、ｄｒ端子のレ
ベルが“０”になっているときにはステップコントロー
ラ５００を構成するＮＡＮＤゲート５１２の出力信号を
ｎ１端子に送出し、ＮＡＮＤゲート５１３の出力信号を
Ｗ１端子に送出するが、モータが逆方向に回転していて
ｄｒ端子のレベルが′１゛になっているときには前記Ｎ
ＡＮＤゲート５１２の出力信号をＷ・１端子に送出し、
前記ＮＡＮＤゲート５１３の出力信号をｎ１端子に送出
する。これは順序回路２００におけるモータの回転方向
の正逆に応じての３１信号とｎ１信号の切り換え操作に
対応している。なお、順序回路２００における位置検出
信号の入れ換えによって、第１１図Ａの信号波形のリー
ディングエツジは、モータの回転方向の正逆に拘らず、
常に第２図の識別帯５のＮ極に着磁された部分とＳ極に
着磁された部分の境界位置を示すことになり、例えば、
着磁のばらつきなどによって前記識別帯５の無着磁部分
の幅が均一でなくなったとしても、３相全波駆動に移行
してからは第１図のＵ、Ｖ、Ｗの各相には均一な幅を有
する駆動信号が分配されることになり、また、回転方向
の切り換えに際しても通電開始のタイミングがずれるこ
とはない。 また、ｒｒ３ｄ端子の・レベルが“０”になっていると
きには前記ＮＡＮＤゲート１００３．１００６の出力レ
ベルは前記ＮＡＮＤゲート５１２．　５１３の出力に関
わりなく　“１°に移行する。 前記ＮＡＮＤゲート１００３．１００６の出力信号はイ
ンバータ１００７．　　ＮＡＮＤゲート１００８．１０
０９．　　ＡＮＤゲー１−１０１０によって構成された
第１の排他的論理和回路と、インバータ１０１１．　Ｎ
ＡＮＤゲート１０１２　。 １０１３、　ＡＮＤゲート１０１４によって構成された
第２の排他的論理和回路を介してｕｌ端子とＷ１端子に
伝達されるが、これらの排他的論理和回路はＮＡＮＤゲ
ート１０１５の出力レベルが“０゛のときには入力信号
をそのまま伝達し、前記ＮＡＮＤゲート１０１５の出力
レベルが１°のときには入力信号を位相反転して伝達す
る。 第１表は前記ＮＡＮＤゲー）　１０１５の出力レベルｅ
ｘが“ｌ゛になる入力条件を示したものである。 なお、ｄｎ端子には後述するように第１図の誤差信号増
幅器１３００からの加速・減速の指令信号が供給され、
減速指令が供給されたときにそのレベルが°ｌ゛に移行
する。 第１表ａ）において、Ｊ端子のレベルが°Ｉ′であって
、しかもモータが正方向に回転し、前記誤差信号増幅器
１３００から減速指令が送出されてｄｎ端子のレベルが
“１′に移行したときにはモータを減速させるために前
記ＮＡＮＤゲート１０１５の出力レベルが“１゛に移行
する。また、第１表ｂ）において、モータが正方向に回
転している状態で回転方向不一致信号が送出されて６ｎ
端子のレベルが“０゛に移行したときにも前記ＮＡＮＤ
ゲート１０１５の出力レベルが“１°に移行し、第１表
Ｃ）において、モータが逆方向に回転している状態で前
記誤差信号増幅器１３００から加速指令が送出されてい
るときにも前記ＮＡＮＤゲート１０１５の出力レベルが
“１°に移行していずれもモータを逆方向に回転させる
かあるいは逆方向の回転を持続させるように通電方向設
定回路１０００が動作する。さらに、第１表ｄ）におい
て、Ｊ端子のレベルが“Ｏ”であってモータが正方向に
回転しているときにも前記ＮＡＮＤゲー）　１０１５の
出力レベルが“１゛に移行するが、これはモータの正方
向の回転中に外筒１表 部から回転停止指令信号が供給されたときに一時的にモ
ータに逆トルクを発生せしめてモータを速やかに停止さ
せる目的で付加された機能である。 つぎに、第７図の同期トリガ回路６００は、Ｘ２端子を
介して、第１図のスロープ発生回路１４００に鋸歯状波
を発生させるためのトリガ信号を送出するが、このトリ
ガ信号は、ｍｄ端子のレベルが”１°になっているとき
にはｆ１端子に供給されるＦＧ（８号のリーディングエ
ツジとトレイリングエツジに同期しており、ｍｄ端子の
レベルが“０゜になっているときには順序回路２００か
ら供給される３種類の位置検出信号のリーディングエツ
ジに同期している。 まず、ｍｄ端子のレベルが“１゛であって、スロープ発
生回路１４００からの復帰信号が供給されるＸ１端子の
レベルが”０゛になっているとき、ＦＧ倍信号トレイリ
ングエツジが到来するとＮＡＮＤゲート６０１の出力レ
ベルが“Ｏｏに移行してＸ２端子のレベルを“ｌ′に移
行せしめるが、スロープ発生回路１４００から復帰信号
が送出されてｘｉ端子のレベルが“１″に移行するとＮ
ＡＮＤゲート６０２とＮＡＮＤゲート６０３によるＲＳ
フリップフロップの出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲ
ート６０３の出力レベルが“０”に移行するので、前記
ＮＡＮＤゲート６０１の出力レベルも“１′に戻る。ま
た、ＦＣ信号のリーディングエツジが到来するとＮＡＮ
Ｄゲート６０４の出力レベルが′０゛に移行してｘ２端
子のレベルを“１゛に移行せしめるが、ｘ１端子のレベ
ルが“ｌ”に移行するとＮＡＮＤゲート６０５とＮＡＮ
Ｄゲート６０６によるＲＳフリップフロップの出力状態
が反転して前記ＮＡＮＤゲート６０３の出力レベルが“
０°に移行するので、前記ＮＡＮＤゲー）　６０１の出
力レベルも　“ｌ゛に戻る。 一方、ｍｄ４子のレベルが“０゛のときには、ＮＡＮＤ
ゲート６０７．　６０８．　６０９による切換回路によ
ってＦＧ倍信号順序回路２００を構成するＮＡＮＤゲー
ト２０１の出力信号が切り換えられて、前記ＮＡＮＤゲ
ート２０１のリーディングエツジとトレイリングエツジ
において前記ＮＡＮＤゲート６０１と前記ＮＡＮＤゲー
ト６０４の出力レベルがそれぞれＯ°に移行してｘ２端
子のレベルを“１′に移行せしめるとともに、順序回路
２００を構成するＮＡＮＤゲート２０６の出力信号のリ
ーディングエツジ、すなわち、ｚ２端子に送出される位
置検出信号のトレイリングエツジにおいてＮＡＮＤゲー
ト６１０の出力レベルが“１゛に移行し、スロープ発生
回路１４００から復帰信号が送出されてｘｉ端子のレベ
ルが“１゛に移行すると前記ＮＡＮＤゲート６０２と前
記ＮＡＮＤゲート６０３によるＲＳフリップフロップあ
るいは前記ＮＡＮＤゲート６０５と前記ＮＡＮＤゲート
６０６によるＲＳフリップフロップもしくはＮＡＮＤゲ
ート６１１とＮＡＮＤゲート６１２によるＲＳフリフプ
フロソプの出力状態が反転して前記ＮＡＮＤゲート６０
１あるいは前記ＮＡＮＤゲート６０４もしくは前記ＮＡ
ＮＤゲート６１０の出力レベルも　“１゛に戻る。 つぎに、第１２図は誤差信号増幅器１３００の具体的な
構成例を示した回路結線図であり、Ｅ端子にはモータの
回転速度の制御のための誤差電圧が供給され、その値が
同じ抵抗値の抵抗１３０１と抵抗１３０２によって得ら
れる電源電圧Ｖｃｃの２分の１の電圧よりも高くなった
ときにモータが加速され、逆に低くなったときにはモー
タは減速される。ｍｄ端子は第７図のモード切換回路７
００の出力信号が供給される端子で、前述したように３
相準全波駆動のときには“０゛になり、３相全波駆動の
ときには“１゛になる。また、ｅｎ端子には第１図ある
いは第７図の回転方向判別回路３００からの回転方向の
不一致信号が供給され、そのレベルが“０゛になったと
きにはトランジスタ１３０３がオン状態になって、実質
的に速度誤差電圧を減速方向の最大値にせしめるよう構
成されている。 さて、第１２図において、抵抗１３０４．１３０５．　
　トランジスタ１３０６．１３０７．１３０８．抵抗１
３０９．　　）ランジスタ１３１０．１３１１．抵抗１
３１２．１３１３．ダイオード１３１４、１３１５が絶
対値アンプを構成しており、入力分割抵抗１３０４．１
３０５の抵抗比が１９に設定されて広い入力ダイナミッ
クレンジを実現している。この絶対値アンプの出力電流
は前記ダイオード１３１４゜１３１５を介してトランジ
スタ１３１６．１３１？、　１３１８．１３１９゜抵抗
１３２０．１３２１．１３２２によって構成された第１
のカレントミラー回路に供給され、さらに、前記トラン
ジスタ１３１８の出力電流はトランジスタ１３２３゜１
３２４、１３２５．１３２６．抵抗１３２７．１３２８
．１３２９によって構成された第２のカレントミラー回
路に供給され、前記トランジスタ１３１９の出力電流は
トランジスタ１３３０．１３３１．１３３２によって構
成された第３のカレントミラー回路に供給されている。 前記トランジスタ１３２５．１３２６．１３３２の出力
電流は、それぞれｓｆｌ端子、ｓｆ端子、ｃｆ端子に供
給されるが、ｍｄ端子のレベルが、“１′になっている
とき、すなわち、全波駆動のときにはトランジスタ１３
３３がオン状態となってｃｆ端子にのみ電流が供給され
、反対に、ｍｄ端子のレベルが“０°になっているとき
には前記トランジスタ１３３３はオフ状態となり、代わ
りにトランジスタ１３３４がオン状態となって、ｓｆ１
＠子とｓｆ端子に電流が供給される。 したがって、３相全波用の出力電流が供給されるｃｆｌ
端子からはｍｄ端子のレベルが“１°のときにＥ端子の
電位に応じた電流が吸い込まれ、３相準全波用の出力電
流が供給されるｓｆｌ端子およびｓｒ端子からはｍｄ端
子のレベルが“０゛のときにＥ端子の電位に応じた電流
が吸い込まれる。 また、トランジスタ１３３５．１３３６．１３３７．１
３３８゜１３３９、１３４０．１３４１．抵抗１３４２
．１３４３はコンパレータを構成しており、Ｅ端子の電
位が前記抵抗１３０１　。 １３０２によって与えられる電位よりも低くなったとき
にｄｎ端子のレベルは“１”になり、反対に高くなった
ときには“０°となるが、この出力はモータの加速ある
いは減速の指令信号として利用される。 つぎに、第１３図は第１図に示された重金波相切換回路
９００．ステップ電流発生回路１２００．スロープ発生
回路１４００．スロープ合成回路１５００．回転停止検
出器２１００の具体的な構成例を示した回路結線図であ
り、各入出力端子については第７図に示された入出力端
子と同じ箇所に接続されるものは同一記号で示されてい
る。 まず、スロープ発生回路１４００は、鋸歯状波を発生さ
せるためのコンデンサ１４０１と定電流トランジスタ１
４０２および放電トランジスタ１４０３によって構成さ
れた充放電回路と、トランジスタ１４０４．１４０５゜
１４０６、１４０７．ダイオード１４０８を中心とする
第１のコンパレータと、トランジスタ１４０９．ダイオ
ード１４１０、　　）ランジスタ１４１１．１４１２．
１４１３．１４１４．抵抗１４１５を中心とする第２の
コンパレータと、トランジスタ１４１６．１４１７．抵
抗１４１８によって構成された出カバソファ段からなり
、ｘ１端子の出力を第７図の同期トリガ回路６００に供
給し、ｘ２端子には前記同期トリガ回路６００の出力を
供給することによって、前記コンデンサ１４０１が接続
されたＳＣ端子には最低電位が前記ダイオード１４０８
の順方向電圧に等しく、振幅がほぼ前記抵抗１４１５の
両端の電圧の２倍に等しい鋸歯状波電圧が現れ、この鋸
歯状波の繰り返し周期は半金波駆動のときには第５図Ｅ
、Ｆ、Ｇに示された位置検出信号のリーディングエツジ
の到来周期に等しく、全波駆動のときにはＦＣ信号のリ
ーディングエツジとトレイリングエツジの到来周期に等
しい。すなわち、第７図の同期トリガ回路６００は、Ｎ
ＡＮＤゲー）　６０１゜６０４　、６１０に供給される
入力信号のリーディングエツジが到来するとｘ２端子の
レベルを“１°に移行させるが、これによってスロープ
発生回路１４００を構成するトランジスタ１４０３がオ
ン状態となり、それまでにコンデンサ１４０１に蓄積さ
れていた電荷が急速に放電される。この放電によってＳ
Ｃ端子の電位がダイオード１４０８の順方向電圧よりも
低くなると、トランジスタ１４０６にベース電流が供給
されなくなってｘ１端子のレベルが°ｌ゛となる。 一方、同期トリガ回路６００はｘ１端子のレベルが“１
゛に移行したときに３個のＲＳフリップフロップがリセ
ットされるように構成されているので、この時点におい
てｘ２端子のレベルは“Ｏ゛に戻り、その結果、前記ト
ランジスタ１４０３がオフ状態となって、前記コンデン
サ１４０１には充電が開始される。このようにして、前
記コンデンサ１４０１の充放電が繰り返されるので、Ｓ
Ｃ端子には鋸歯状波電圧が現れる。また、この鋸歯状波
電圧は抵抗１４１９とコンデンサ１４２０によって平滑
化されたうえで第２のコンパレータによって抵抗１４１
５の両端の電圧と比較され、ＶＣ端子の電位が常に前記
抵抗１４１５の両端の電圧にダイオード１４１０の順方
向電圧を加えたものに等しくなるようにトランジスタ１
４１３が前記コンデンサ１４０１の充電電流を調節する
。したがって、ＳＣ＃Ａ子に現れる鋸歯状波電圧の振幅
はｘ２端子に供給されるパルス列の繰り返し周期には依
存せずに前記抵抗１４１５の両端の電圧のほぼ２倍とな
る。これは第１１図Ｊの信号波形に第１１図■の鋸歯状
波を合成して第１１図Ｍの信号波形を作りだす際に、モ
ータの回転速度の変化とは無関係に常に相似な信号波形
を得るうえで重要な機能である。 つぎに、回転停止検出器２１００はコンデンサ２１０１
と定電流トランジスタ２１０２および放電トランジスタ
２１０３によって構成された充放電回路と、トランジス
タ２１０４．２１０５を中心に構成された検出回路より
なる。モータが回転しているときにはｘ２端子にはパル
ス列が現れるからコンデンサ２１０１の充放電が繰り返
され、ＱＣ端子の電位は十分に低い値に維持されて、ト
ランジスタ２１０４にはベース電流が流れ続けるが、モ
ータが回転を停止すると、トランジスタ２１０２が飽和
状態になってトランジスタ２１０４にはベース電流が流
れなくなる。このとき、トランジスタ２１０５はオフ状
態となって、ｑｔ端子のレベルは１゛　となる。 第７図に示されたモード切換回路７００を構成するＮＡ
ＮＤゲート７０６の一方の入力端子には回転停止検出器
２１００の出力信号が供給されるが、ｑｔ端子のレベル
が“ｌ゛であって、しかも半金波駆動と全波駆動とを切
り換えるＤフリップフロップ７０１がリセットされてい
れば、前記ＮＡＮＤゲート７０６の出力レベルが“０°
に移行するので、前゛　記Ｄフリップフロップ７０１は
セットされる。このように、回転停止検出器２１００は
モード切換回路７００を初期化するので、モータの起動
や回転中に急激な外力が加わった際の再起動を確実に行
わせることができる。なお、回転停止検出器２１００は
、Ｊ端子を介しての初期化設定を行うならば必ずしも必
要ではない。例えば、Ｊ端子のレベルを一時的に１゛に
移行させることによって第７図の初期化回路２０００を
構成するＮＡＮＤゲート２００２が前記Ｄフリップフロ
ップのセント信号を発生するので、ビデオテープレコー
ダなどのようにマイクロコンピュータによるシステムコ
ントロールを採用している機器では電源投入時やモータ
の回転停止時に一時的にＪ端子のレベルを°１°に移行
させればよい。 つぎに、ステップ電流発生回路１２００の動作を第１１
図の信号波形図を参照しながら説明する。 第１３図において、トランジスタ１２０１．１２０２．
１２０３゜１２０４、１２０５．１２０６．１２０７．
１２０８．抵抗１２０９．１２１０゜１２１１、１２１
２．１２１３．１２１４．１２１５．　　）ランジスタ
１２１６゜１２１７、１２１８．１２１９．１２２０．
抵抗１２２１．１２２２．１２２３゜１２２４、１２２
５．　　）ランラスタ１２２６．抵抗１２２７は、Ｃｆ
端子を受電端子とし、５系統の電流出力を送出するカレ
ントミラー回路を構成しており、前記トランジスタ１２
０３〜１２０８が第１１図ｊおよびＮのステップ電流波
形を発生し、前記トランジスタ１２１６〜１２２０が第
１１図におよびＯのステップ電流波形を発生し、前記ト
ランジスタ１２２６の出力電流はスロープ発生回路１４
００において発生される鋸歯状波の振幅をコントロール
する。 いま、前記トランジスタ１２０３．１２０４．１２０５
．１２０６゜１２０７、１２０８の各スプリットコレク
タからの出力電流比が５：５：４：３：２：１となり、
前記トランジスタ１２１６．１２１７．１２１８．１２
１９．１２２０の各スプリットコレクタからの出力電流
比が１：１：１：１：１となり、しかも前記トランジス
タ１２２６のコレクタ電流と、前記トランジスタ１２０
３の各スプリットコレクタからの出力電流が、Ｃｆ端子
に供給される電流の４分の１となり、前記トランジスタ
１２１６の各スプリットコレクタからの出力電流がＣｆ
端子に供給される電流の２０分の１となるように各トラ
ンジスタのエミッタ面積と前記抵抗１２０９゜１２１０
、１２１１．１２１２．１２１３．１２１４．１２２１
．１２２２．１２２３゜１２２４、１２２５．１２２７
の抵抗値が設定されているものとすると、第１３図のｕ
ｍＯ〜ｕｍ５端子、ｕｓｌ〜ｕｓ４端子、ＷｍＯ〜Ｗｍ
５端子、ｗｓｌ〜ｗｓ４端子にそれぞれ第１０図に示さ
れた区間信号が供給されたとき、ステップ電流発生回路
１２００によって第１３図のｕＯ端子とｗＯ端子に送出
される出力電流波形はそれぞれ第１１図Ｊ、Ｎの如くな
り、また、ステップ電流発生回路１２００から第７図の
スロープ合成回路１５００に送出される出力電流波形は
それぞれ第１１図に、Ｏの如くなる。 スロープ合成回路１５００は、第１３図のｕａ端子。 ｗａ端子に供給される加減算指令回路８００の出力信号
と、スロープ発生回路１４００から供給される鋸歯状波
と、ステップ電流発生回路１２００から供給される合成
電流のリミット用のステップ電流をもとにして第１１図
Ｍあるいは第１１図Ｑの駆動電流波形を作りだす。 スロープ発生回路１４００を構成するトランジスタ１４
１７のエミッタには第１１図１に示される鋸歯状波が現
れるが、この電圧波形はすでに説明したようにダイオー
ド１４０８の順方向電圧に相当する正のオフセット電圧
を有している。スロープ合成回路１５００を構成するト
ランジスタ１５０１．１５０２はいずれもスロープ発生
回路１４００の出力電圧を電流に変換するとともに前記
オフセット電圧をそのベース・エミッタ間電圧によって
吸収する。また、前記トランジスタ１５０１．１５０２
のベースにはそれぞれコレクタが接地されたＰＮＰ型の
トランジスタ１５０３．１５０４のエミッタが接続され
、前記トランジスタ１５０３゜１５０４のベースに接続
された抵抗１５０５．１５０６にはそれぞれ第１１図に
、Ｏに示したステップ電流発生回路１２００の出力電流
が供給される。前記トランジスタ１５０３．１５０４の
ベース・エミッタ間電圧は前記トランジスタ１５０１．
１５０２のそれらとそれぞれ相殺し合うので、前記トラ
ンジスタ１５０３．１５０４は前記トランジスタ１５０
１．１５０２の最高エミッタ電位を前記トランジスタ１
５０３．１５０４のベース側電位に制限する働きをする
。その結果、前記トランジスタ１５０１゜１５０２のコ
レクタ電流は第１１図り、Ｐに示したように変化する。 前記トランジスタ１５０１のコレクタ電流はトランジス
タ１５０７．１５０８．１５０９．抵抗１５１０．１５
１１によって構成された電流流出型のカレントミラー回
路に供給され、前記トランジスタ１５０９の２個のスプ
リットコレクタの一方の出力電流はｕＯ端子に供給され
、他方の出力電流はトランジスタ１５１２．１５１３に
よって構成された電流流入型のカレントミラー回路に供
給され、前記トランジスタ１５１３のコレクタもｕＯ端
子に接続されている。なお、ここでは前記トランジスタ
１５１３は前記トランジスタ１５１２の２倍のエミッタ
面積を有しているものとする。前記トランジスタ１５１
２．１５１３の共通ベースにはエミッタが接地されたト
ランジスタ１５１４のコレクタが接続され、前記トラン
ジスタ１５１４のベースには、ｕａ端子を介して、全波
駆動時には第１１図Ｇの信号波形が供給される。 前記トランジスタ１５１４がオン状態にあるときには前
記トランジスタ１５１３のコレクタ電流は流れず、ステ
ップ電流発生回路１２００からｕＯ端子に供給される電
流に前記トランジスタ１５０９の一方のスプリットコレ
クタの出力電流が加算されるが、前記トランジスタ１５
１４がオフ状態になると、ステップ電流発生回路１２０
０からｕＯ端子に供給される電流から前記トランジスタ
１５０９の他方のスプリットコレクタの出力電流に相当
する電流が差し引かれる。 したがって、ｕＯ端子を介して第１図のＵ相駆動回路１
６００に供給される電流は第１１図Ｍのように変化する
。なお、トランジスタ１５１５は半金波駆動時にオン状
態となって前記トランジスタ１５０１による電圧−電流
変換比を増加せしめる。 一方、前記トランジスタ１５０２．１５０４と前記抵抗
１５０６、　　）ランジスタ１５１６．１５１７．１５
１８．抵抗１５１９゜１５２０、　　ｌ−ランジスタ１
５２１．１５２２．１５２３．１５２４によって構成さ
れたＷ相のスロープ合成回路も同様に動作し、その結果
、ｗＯ端子を介して第１図のＷ相駆動回路１７００に供
給される電流は第１１図Ｑのように変化する。 つぎに、重金波相切換回路９００は半金波駆動時の動作
のために用意されたものであるが、その動作を第１４図
に示した信号波形図を参照しながら説明し、併せて半金
波駆動時の駆動信号の生成過程についても説明する。第
１４図Ａ、Ｂはそれぞれ第１３図のｎ２端子、ｚ２端子
に供給される信号波形を示したものであり、第１４図Ｃ
は半金波駆動時におけるスロープ発生回路１４００の出
力信号波形であり、第１４図り、Ｅ、Ｆ、Ｇはそれぞれ
重金波相切換回路９００を構成するトランジスタ９０６
．　９０５゜９０４　、９０３の出力電流波形であり、
第１４図Ｍ、　　１はそれぞれ第１４図のｕａ端子、ｗ
ａ端子を介してスロープ合成回路１５００に供給される
加減算指令回路８００の出力信号波形であり、第１４図
Ｊ、にはそれぞれスロープ合成回路１５００を構成する
トランジスタ１５０１．１５０２のエミッタ電流波形で
あり、第１４図り、ＭはそれぞれｕＯ端子、ｗＯ端子を
介して通電方向切換回路１１００に送出される出力電流
波形であり、第１４図Ｎ、　Ｏ，Ｐ、　Ｑはいずれも通
電方向切換回路１１００からＵ相駆動回路１６００およ
びＷ相駆動回路１７００に供給される電流波形であり、
第１４図Ｍ、　　Ｓはいずれも第１図の電流加算回路１
８００からＶ相駆動回路１９００に供給される電流波形
である。 半金波相切損回路９００は、トランジスタ９０１゜９０
２、　９０３．　９０４．　９０５．　９０６．　９０
７．抵抗９０８゜９０９、　９１０．　９１１．　９１
２．　９１３によって構成され、ｓｆ端子を受電端子と
するカレントミラー回路と、トランジスタ９１４．　９
１５．　９１６．　９１７．　９１８．　９１９を中心
とするスイッチング回路によって構成されており、全波
駆動時のステップ電流発生回路１２００に相当する動作
を行う。 すなわち、重金波相切換回路９００は半金波駆動時に第
１４図Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈの電流信号をスロープ合成回路１
５００に送出し、一方、スロープ合成回路１５００は全
波駆動時と同様の動作によって第１４図りの駆動電流信
号と第１４図Ｍの駆動電流信号を作りだす、つぎに説明
する通電方向切換回路１１００はこれらの駆動電流信号
から第１４図Ｎ、　Ｏ，Ｐ、　Ｑに示す２組ずつの駆動
信号を作りだしてＵ相駆動回路１６００およびＷ相駆動
回路１７００に供給する。 第１４図Ｃの信号波形と第１１図１の信号波形はいずれ
もスロープ発生回路１４００の出力信号波形であり、前
者が半金波駆動時において作りだされるのに対して、後
者は全波駆動時において作りだされる。また、前者の繰
り返し周期は第１４図Ａ、Ｂに示された位置検出信号の
リーディングエツジあるいはトレイリングエツジの到来
周期に等しくなるのに対して、後者の繰り返し周期は第
１１図Ｂに示されたＦＣ信号のリーディングエツジおよ
びトレイリングエツジの到来周期に等しくなる。一方、
第１４図り、　Ｍに示された駆動電流波形のスロープ部
分の期間は第１４図Ｊ、Ｋに示されたトランジスタ１５
０１．１５０２のエミッタ電流波形のそれに依存するの
で、トランジスタ９０４．　９０３のコレクタ電流に対
するトランジスタ９０６．　９０５のコレクタ電流の比
率がスロープ部分の期間を決定することになる。なお、
トランジスタ１５１５および１５２４のコレクタに接続
された抵抗の抵抗値は、スロープ合成回路１５００から
ｕＯ端子ならびにＷＯ端子に供給される電流の最大値（
台形波の尖頭値）がトランジスタ９０４および９０３か
らｕＯ端子、ｗＱ端子に供給される電流値に等しくなる
ように選定される。 つぎに、第１５図は、第１図の通電方向切換回路１１０
０、　Ｕ相駆動回路１６００．　Ｗ相駆動回路１７００
．電流加算回路１８００．　　Ｖ相駆動回路１９００の
具体的な構成例を示した回路結線図である。 通電方向切換回路１１００は、ｄｒ端子を介して第７図
の回転方向判別回路３００から供給される回転方向判別
信号に応じて、ｕＯ端子を介して供給されるＵ相の駆動
電流信号とｗＯ端子を介して供給されるＷ相の駆動電流
信号とを入れ換える機能と、これらの駆動電流信号の極
性をｕ１端子、ｗｌ端子のレベルに応じて切り換える機
能ならびにｂｋ端子を介して第７図のモード切換回路７
００からの停止信号が供給されているときにはＵ相駆動
回路１６００、　Ｗ相駆動回路１７００．　Ｖ相駆動回
路１９００ニ片方向のみの通電を行わせる機能を有して
いる。 いま、モータが正方向に回転していてｄｒ端子のレベル
が“０°になっているものとすると、通電方向切換回路
１１００を構成するトランジスタ１１０１とトランジス
タ１１０２がオフ状態で、トランジスタ１１０３がオン
状態となっている。したがって、ＵＯ端子に供給される
駆動電流はトランジスタ１１０４を介して、トランジス
タ１１０５．１１０６．１１０？、　１１０８゜１１０
９、抵抗１１１０．１１１１．１１１２．１１１３によ
って構成された電流流出型のカレントミラー回路に供給
され、ｗＱ端子に供給される駆動電流はトランジスタ１
１１４を介して、トランジスタ１１１５．１１１６．１
１１７゜１１１Ｂ、　１１１９．抵抗１１２０．１１２
１．１１２２．１１２３によって構成された電流流出型
のカレントミラー回路に供給される。さらに、前記トラ
ンジスタ１１０９のコレクタ電流は、トランジスタ１１
２４．１１２５．１１２６゜１１２７、抵抗１１２８．
１１２９．１１３０によって構成された電流流入型のカ
レントミラー回路に供給され、前記トランジスタ１１１
９のコレクタ電流は、トランジスタ１１３１．１１３２
．１１３３．１１３４．抵抗１１３５．１１３６゜１１
３７によって構成された電流流入型のカレントミラー回
路に供給されている。一方、半金波駆動時には、ｓｆｌ
端子を介して誤差信号増幅器１３００からの出力電流が
トランジスタ１１３８．１１３９．１１４０゜１１４１
、１１４２．１１４３．抵抗１１４４．１１４５．１１
４６．１１４７゜１１４８によって構成された電流流出
型のカレントミラー回路に供給される。 まず、全波駆動時において、ｕ１端子のレベルが“１゛
になっているときにはトランジスタ１１４９がオン状態
で、トランジスタ１１５０とトランジスタ１１５１はオ
フ状態となる。このとき、トランジスタ１１０７のコレ
クタ電流はダイオード１１５２を介してＵ相駆動回路１
６００を構成する上側駆動回路に供給されるが、トラン
ジスタ１１０８のコレクタ電流はダイオード１１５３を
介してトランジスタ１１４９に吸収され、また、ｓｆｌ
端子を介しての電流供給は行われないので、Ｕ相駆動回
路１６００を構成する下側駆動回路には電流が供給され
ない。反対に、ｕ１端子のレベルが０゛になっていると
きにはトランジスタ１１４９がオフ状態で、トランジス
タ１１５０とトランジスタ１１５１はオン状態となる。 このとき、トランジスタ１１０８のコレクタ電流はダイ
オード１１５４を介してＵ相駆動回路１６００を構成す
る下側駆動回路に供給されるが、トランジスタ１１０７
のコレクタ電流はトランジスタ１１５０に吸収されるの
で、Ｕ相駆動回路１６００を構成する上側駆動回路には
電流が供給されない。 Ｗ相の回路ブロックもＵ相の場合と同様、に動作し、Ｗ
１端子のレベルが“ｌｏになっているときにはトランジ
スタ１１１７とダイオード１１５５を介してＷ相駆動回
路１７００を構成する上側駆動回路に駆動電流が供給さ
れ、ｗｌ端子のレベルが“Ｏ′になっているときにはト
ランジスタ１１１８とダイオード１１５６を介して下側
駆動回路に駆動電流が供給される。 このようにして、第１１図ＭおよびＱに示された駆動電
流波形は第１１図ＲおよびＳに示された信号のレベルに
応じてＵ相とＷ相のそれぞれの上側駆動回路と下側駆動
回路に分配される。 半金波駆動時においてはｓｆｌ端子から誤差信号増幅器
１３００の出力電流が供給・されるので、トランジスタ
１１３８〜１１４３と抵抗１１４４〜１１４８によって
構成されたカレントミラー回路が活性状態となり、第１
４図Ｎ、Ｏ，Ｐ、Ｑに示されたように各相の上側駆動回
路に駆動電流が供給されない期間は代わりに下側駆動回
路に駆動電流が供給される。すなわち、第１４図の時刻
ｔ、の時点では第１４図りに示すようにｕＯ端子を介し
て供給される電流が零であるため、ｕ１端子のレベルが
１゛であってもダイオード１１５２を介してＵ相の上側
駆動回路に供給される電流は零となるが、下側駆動回路
にはトランジスタ１１４０のコレクタ電流がダイオード
１１５７を介して供給される。なお、このトランジスタ
１１４０のコレクタ電流はｓ　Ｌ　ｌ端子を介して供給
される電流の２分の１になるようにカレントミラー比が
設定されているものとする。時刻ｔｏｏになるとＵＯ端
子を介して供給される電流が最大値に達し、同じ値の電
流がダイオード１１５２を介してＵ相の上側駆動回路に
供給されるとともに、トランジスタ１１４０のコレクタ
電流のすべてがトランジスタ１１２７に吸収されるので
、ダイオード１１５７を介してＵ相の下側駆動回路に供
給される電流は零となる。これらの動作はＷ相について
も同様である。 さて、モータが逆方向に回転していてｄｒ端子のレベル
が“ｌｏになっている場合にはトランジスタ１１０２が
オン状態となり、トランジスタ１１０３がオフ状態とな
る。このとき、ｕＯ端子から供給される電流はトランジ
スタ１１５８を介してＷ相側のカレントミラー回路に供
給され、ｗＱ端子から供給される電流はトランジスタ１
１５９を介してＵ相側のカレントミラー回路に供給され
るので、Ｕ相の駆動信号とＷ相の駆動信号の入れ換えが
行われたことになる。この駆動信号の入れ換えは順序回
路２００における位置検出信号の入れ換えに対応してい
る。 ｂｋ端子のレベルが“θ′になると、トランジスタ１２
６０がオフ状態となり、その結果、トランジスタ１２６
１．１２６２．１２６３がオン状態となって各相の下側
駆動回路に供給される駆動電流を吸収するので、各相の
上側駆動回路のみが活性状態となり、第１図の固定子巻
線１〜３にはホールＩＣ６の回路電流のみが流れる。し
たがって、モータは回転トルクを生じないが、ホールＩ
Ｃ６はモータの停止時も位置検出が行える状況にある。 つぎに、Ｕ相駆動回路１６００．　Ｗ相駆動回路１７０
０゜Ｖ相駆動回路１９００は、いずれもカレントミラー
回路を組み合わせて構成された単なる電流増幅器である
ので、動作の説明は省略するが、各相の上側駆動回路の
最終段はＮＰＮ型のパワートランジスタを使い、しかも
固定子巻線１〜３への最大電流供給時における残留電圧
を最小にするために、特別な構成としているので、Ｕ相
駆動回路１６００を例にとって説明する。 Ｕ相駆動回路１６００の下側駆動回路の最終段を構成す
るトランジスタ１６０１と１６０２ならびにトランジス
タ１６０３によるカレントミラー回路の構成をそのまま
上側の最終段にも利用した場合には、トランジスタ１６
０２のコレクタ・エミッタ間電圧はトランジスタ１６０
１のベース・エミッタ間電圧とトランジスタ１６０２の
ベース・エミッタ間電圧との和に前段のＰＮＰ　）ラン
ジスタの飽和電圧を加えた値よりも小さくならず、最小
値で１．８ｖ程度となる。 これに対して上側の最終段を構成するトランジスタ１６
０４のコレクタ・エミッタ間電圧は自身のベース・エミ
ッタ間電圧に前段のトランジスタ１６０５の飽和電圧を
加えた値にまで到達でき、最小値で１．１ｖ程度になる
。 さて、電流加算回路１８００は、Ｕ相駆動回路１６００
の上側駆動回路に供給された駆動電流に等しい電流を取
りだすトランジスタ１８０１．１８０２と、下側駆動回
路に供給された駆動電流に等しい電流を取りだすトラン
ジスタ１８０３．１８０４と、Ｗ相駆動回路１７００の
上側駆動回路に供給された駆動電流に等しい電流を取り
だすトランジスタ１８０５．１８０６と、下側駆動回路
に供給された駆動電流に等しい電流を取りだすトランジ
スタ１８０７．１８０８と、ダイオード１８０９゜１８
１０、１８１１．１８１２によって構成され、前記トラ
ンジスタ１８０１のコレクタと前記トランジスタ１８０
７のコレクタが接続されてその接続点には前記ダイオー
ド１８０９のアノードが接続され、前記トランジスタ１
８０６のコレクタと前記トランジスタ１８０４のコレク
タが接続されてその接続点には前記ダイオード１８１２
のアノードが接続され、前記ダイオード１８１２のカソ
ードは前記ダイオード１８０９のカソードに接続され、
前記トランジスタ１８０２のコレクタと前記トランジス
タ１８０８のコレクタが接続されてその接続点には前記
ダイオード１８１０のカソードが接続され、前記トラン
ジスタ１８０５のコレクタと前記トランジスタ１８０３
のコレクタが接続されてその接続点には前記ダイオード
、１８】１のカソードが接続され、前記ダイオード１８
１１のアノードは前記ダイオード１８１０のカソードに
接続されている。さらに、前記ダイオード１８１０．１
８１１のアノードはＶ相駆動回路１９００の上側駆動回
路の駆動電流の受電点ｖｐに接続され、前記ダイオード
１８０９．１８１２のカソードはＶ相駆動回路１９００
の下側駆動回路の駆動電流の受電点ｖｎに接続されてい
る。 ここで、Ｕ相駆動回路１６００の上側駆動回路の駆動電
流の受電点ｕｐに供給される電流の大きさをＩｕｐとし
、下側駆動回路の駆動電流の受電点ｕｎに供給される電
流の大きさをＩｕｎとし、Ｗ相駆動回路１７００の上側
駆動回路の駆動電流の受電点ｗｐに供給される電流の大
きさをＩｗｐとし、下側駆動回路の駆動電流の受電点ｗ
ｎに供給される電流の大きさをＩｗｎとすると、前記ト
ランジスタ１８０１゜１８０２のコレクタからは、それ
ぞれＩｕｐの大きさの電流が流し出され、前記トランジ
スタ１８０３．１８０４のコレクタには、それぞれＩｕ
ｎの大きさの電流が吸収され、また、前記トランジスタ
１８０５．１８０６のコレクタからは、それぞれＩｗｐ
の大きさの電流が流し出され、前記トランジスタ１８０
７．１８０８のコレクタには、それぞれ１％１ｎの大き
さの電流が吸収される。 したがって、Ｉｕｐの値がＩｗｎの値よりも大きくなっ
たときにその差電流がダイオード１８０９を介してｖｎ
点に供給され、Ｉｗｐの差がｆｕｎの値よりも大きくな
ったときにその差電流がダイオード１８１２を介してｖ
ｎ点に供給され、また、Ｉｕｎの値がＩｗｐＯ値よりも
大きくなったときにその差電流がダイオード１８１１を
介してｖｐ点に供給され、Ｉｗｎの値がＩｕｐの値より
も大きくなったときにその差電流がダイオード１８１０
を介してｖｐ点に供給されることになる。 すなわち、電流加算回路１８００からＶ相駆動回路１９
００の上側駆動回路に供給される駆動電流の値１ｖｐと
、下側駆動回路に供給される駆動電流の値Ｉｖｎは次式
によって与えられる。 第１４図Ｒ，Ｓに示された電流波形は第１４図Ｎ。 ０、Ｐ、Ｑに示された電流波形から得られる各電流値に
基づいてそれぞれ第７式および第８式から得られた結果
をプロットしたものであり、第１１図Ｔ、Ｕの電流波形
も同様にして求めたものである。 もちろん、計算のみならず、第１５図に示した実際の回
路においても同じ電流波形が得られることが確認されて
いる。 さて、第１図に戻って、これまでに説明した動作の概要
をまとめると次のようになる。 まず、Ｊ端子のレベルが“０゛になっていて、モータの
回転子が停止している状態においては、Ｕ端子、■端子
、Ｗ端子のうち少なくともひとつは高い電位にあり、固
定子＠線１〜３のいずれかと電流制限抵抗８を介してホ
ールＩＣ６に電流が供給されて回転子の静止位置の検出
が行われ、ホールＩＣ６が回転子の静止位置に応じて高
電位。 中間電位、低電位の出力を発生する。ホールＩＣ６の出
力レベルに応じて分配器１００によって位置検出信号の
分配が行われ、この位置検出情報は順序回路２００を経
由して半金波相切換回路９００に供給されるが、Ｊ端子
のレベルが０°になっている間は順序回路２００は単な
るバッファとして動作し、また、Ｕ相駆動回路１６００
．　Ｗ相駆動回路１７００゜■相駆動回路１９００から
固定子巻線１〜３への給電も行われない。 Ｊ端子のレベルがｌ゛に移行すると、各相の駆動回路は
、半金波相切換回路９００に供給された位置検出情報に
基づいて、Ｕ端子、■端子、Ｗ端子のうちのいずれかの
端子から電流を吸収して回転子に回転トルクを発生させ
る。なお、このときホールｌｃ６が第３図の回転電気角
が６０°の位置、すなわち識別帯５のＮ極とＳ極の境界
部や、回転電気角が３９０　”の位１に偶然に停止して
いたとすると、いずれの場合にもホールＩＣ６は識別帯
５の無着磁部分に対向したときと同じ出力を発生し、そ
の情報に基づいて固定子巻線１〜３に通電されるので、
第３図Ｂの特性曲線からもわかるように、回転子は逆方
向の回転トルクを発生することになる。しかし、ごくわ
ずかだけ回転子が動くことによって正規の位置検出情報
が得られ、それ以後は順序回路２００によって位置検出
信号の受は付は順序が規制されるため円滑な回転を持続
させることができる。 回転子が回転を開始すると、発電巻線７からのＦＣ信号
が現れるので、モード切換回路７００を構成するＤフリ
ップフロップ７０１（第７図）は所定のタイミングでそ
の出力レベルが０°に移行して固定子巻線１〜３への通
電・モードを３相全波駆動に切り換え、モータのトルク
特性は第３図Ｃに示した特性曲線の包路線の如くなる。 通電モードが３相全波駆動に移行してからち、急激な負
荷変動などによって、ＦＣ信号が消滅するまでモータの
回転速度が低下すると、Ｄフリップフロップ７０１の出
力レベルが°１゛に戻るので、通電モードは再び３相準
全波駆動となる。 これに対して、通電モードが３相全波駆動になっている
状態でＪ端子のレベルが“０″に移行した場合には、Ｄ
フリップフロップの出力レベルが°０′にある限り、第
１５図のｂ上端子のレベルは１°に保持されて固定子巻
線１〜３への通電は続けられる。このときＪ端子のレベ
ルは°０°になっているので、第１表に示したように通
電方向設定回路１０００を構成するＮＡＮＤゲー）１０
１５　（第７図）の出力レベルは“ｌｏ　となり、通電
方向設定回路１０００から通電方向切換回路１１００に
送出される出力信号の位相が反転して固定子巻線１〜３
への通電方向が逆転し、モータは急速に減速される。 モータの回転速度が零近くになって、ＦＣ信号が消滅す
るかあるいは回転停止検出器２１００が出力信号を発生
すると、Ｄフリップフロップ７０１の出力レベルが°１
゛に移行するので、ｂｋ端子のレベルも“Ｏ゛に移行し
て固定子巻線１〜３への通電は停止する。 また、正逆転の切り換え動作時などにおいて、モータが
逆方向に回転を続けているときに、ＲＥＶ端子から正方
向の指令信号が印加されたとすると、指令された回転方
向と実際の回転方向が一致しないので、回転方向判別回
路３００から誤差信号増幅器１３００と通電方向設定回
路１０００に回転方向不一致信号が供給される。これに
よって第１１図のｅｎ端子のレベルが“０′になると、
それまではオフ状態であったトランジスタ１３０３がオ
ン状態となって、Ｅ端子の電位が零近くまで下降したの
と同じことになり、誤差信号増幅器１３００はｃｆ端子
を介して（全波駆動時）最大出力電流をステップ電流発
生回路１２００に供給する。一方、通電方向設定回路１
０００に回転方向不一致信号が供給されると、第１表か
らもわかるように第７図のＮＡＮＤゲート１０１５の出
力レベルｅｘは“１′に移行するので、固定子巻線１〜
３への通電方向は逆転し、モータは急速に減速させられ
る。モータの回転速度が零を通り越えて、正方向の回転
を開始しだすと、第７図の回転方向判別回路３００を構
成するＤフリップフロップ３０１の出力レベルは“Ｏｏ
になす、ｄｒ端子のレベルが“０′に移行するとともに
ｅｎ端子のレベルは“１°に移行し、以後は停止状態か
らの起動時と同じようにモータは加速される。 さて、第１６図は振動や騒音の発生メカニズムを説明す
るために用意したモータのトルク発生部分の断面図であ
り、第１６図Ａ、Ｂにおいて、１１は永久磁石４が固着
された回転子ヨークであり、１２はその上に固定子巻線
１ａ、Ｉｂが配置された固定子ヨークであり、矢印の付
された曲線はすべて磁力線を表している。 第１６図Ａに示された回転子と固定子の相対位置におい
ては、固定子巻線１ａ、ｌｂと鎖交する磁束の方向が永
久磁石４の着磁方向に対して垂直であるので、固定子巻
線１ａ、ｌｂは着磁方向に平行な向きの力を発生して、
それがモータの回転トルクとなる。 ところが、第１６図Ｂに示された回転子と固定子の相対
位置においては、固定子巻線１ａ、ｌｂと鎖交する磁束
の方向が永久磁石４の着磁方向に対して平行となり、回
転トルクは零になるだけでなく、永久磁石４の着磁方向
に対して垂直な向きの力を発生する。第１６図Ｂに示さ
れた相対位置関係と、固定子巻線ｔａ、ｉｂへの通電方
向では、各固定子巻線はいずれも回転子を持ち上げる反
発力を発生し、各固定子巻線への通電方向が逆になると
、回転子を固定子に吸引させる力が発生し、これらの反
発吸引の繰り返しがモータの振動の大きな要因となり、
振動の発生に伴って、同時に騒音も発生する。 この反発力と吸引力の大きさは第１６図Ａの相対位置に
おいて極小となり、第１６図Ｂの相対位置において極大
となるが、これらの中間位置においては、その位置に応
じて徐々に増加あるいは減少していく。したがって、振
動や騒音を小さくするには、回転子の一回転あたりの反
発・吸引の変動を小さくすればよく、３相の直流無整流
子モータであれば電気角で１２０　”ずつ異ならせて配
置された３組の固定子巻線を有しているから、各々の固
定子巻線による反発力と吸引力の総和が回転子の変動に
よっても殆ど変化しないような駆動電流波形を作りだせ
ばよい。 具体的には、第１１図Ｍの信号波形において、時刻ｔ１
１から時刻ｔ１３までのスロープが振動および騒音に大
きく寄与し、時刻ｔ１１から直線的に電流を増加させた
場合には、時刻ｔ１３以前に電流値が最大になるような
電流波形に設定すると、スロープを急峻にするにしたが
って反発力と吸引力の変動は急激に増大することが計算
によって確認されている。すなわち、１８００通電の３
相全波駆動においてモータの回転軸方向の力を最小に押
さえて振動と騒音を減少させるには、通電開始から６０
゜までの区間と、通電終了までの６０″の区間のスロー
プの管理が重要なファクタになる。 一方、モータのトルク変動の基本周波数成分を少なくす
るには、第３図Ａのトルク特性と第３図Ｃのトルク特性
を比較すれば明らかなように、個々の固定子巻線につい
て、通電開始から３０°までの区間と、通電終了までの
３０°の区間を除く区間における通電波形の形状の管理
が重要なファクタになる。 第１図に示された直流無整流子モータでは、第１１図Ｊ
、Ｎの信号波形からも明らかなように、ステップコント
ローラ５００とステップ電流発生回路１２００によって
任意の駆動電流波形を作りだすことができ、各相の駆動
回路はステップ電流発生回路１２００とスロープ合成回
路１５００によって作りだされた駆動電流に比例した電
流を固定子巻線１〜３に供給する。このため、モータの
回転時の振動や騒音が最も小さくなるような電流波形を
容易に作りだすことができる。すなわち、全波駆動時は
、第１３図に示されたステップ電流発生回路１２００に
おいて、抵抗１２０９〜１２１５．１２２１〜１２２４
．１２２５．１２２７の抵抗値の比率を変えることによ
って第１１図Ｍ、　Ｑの駆動電流波形の形状を自白に変
更することができ、半金波駆動時には、第１３図に示さ
れた重金波相切換回路９００において、抵抗９０８〜９
１３の抵抗値の比率を変えることによって第１４図り、
Ｍの駆動電流波形のスロープを最適値に選定することが
できる。 ところで、第１４図の信号波形から明らかなように、本
発明の直流無整流子モータでは、スロープ発生回路１４
００によって、振幅が誤差信号増幅器１３００からの駆
動指令信号に比例するとともに位置検出信号のエツジの
到来周期に依存した周期のスロープ波形、すなわち第１
４図Ｃの鋸歯状波を発生させ、スロープ合成回路１５０
０によって、前記駆動指令電流に比例したレベルに振幅
制限して得られる第１４図Ｊあるいは第１４図にの信号
波形と第１４図Ｆあるいは第１４図Ｇの位置検出信号と
の加算あるいは減算によって第１４図りあるいは第１４
図Ｍに示した台形波状の駆動信号を作りだしている。 このため、普通の半波駆動と同じ＜３６０”の電気角あ
たりに３通りの位置検出しか行わない半金波駆動時にお
いても、簡単なディジタル処理でありながら、したがっ
て比較的小規模な回路構成で滑らかに増加あるいは減少
する駆動電流を作りだすことができる。 なお、第１図の実施例においては３相の直流無整流子モ
ータを示したが、本発明は３相のモータのみならず２相
や単相のモータに適用しても十分な効果を奏するもので
ある。 発明の効果 本発明の直流無整流子モータは以上の説明からも明らか
なように、回転子の回転位置を検出して位置検出信号を
発生する位置検出手段（実施例では、ホールＩＣ６と分
配器１００．順序回路２００が位置検出手段を構成して
いる。）と、外部から供給される電圧もしくは電流に依
存した駆動指令電流を発生する誤差信号増幅器１３００
と、前記位置検出信号のエツジの到来周期に依存した周
期のスロープ波形を発生するスロープ発生回路１４００
と、前記位置検出信号に前記スロープ波形を合成して台
形波状の駆動信号を作りだすスロープ合成回路１５００
と、前記駆動信号を増幅して前記固定子巻線に供給する
駆動回路（Ｕ相駆動回路１６００．　Ｗ相駆動回路１７
００および■相駆動回路１９００．　）を備えているの
で、比較的小規模な回路構成で滑らかに増加あるいは減
少する駆動電流を作りだすことができ、大なる効果を奏
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における直流無整流子モータ
のブロック構成図、第２図は本発明を実施するために構
成されたモータ部分の概略図、第３図はモータのトルク
特性と通電切り換えを説明するためのトルク特性図、第
４図はホールＩＣの内部回路結線図、第５図は位置検出
信号の処理動作を説明するための、識別帯の着磁パター
ンに対応させた信号波形図、第６図は分配器の構成例を
示した回路結線図、第７図は順序回路９回転方向判別回
路、ステップコントローラ、同期トリガ回路、モード切
換回路、加減算指令回路１通電方向設定回路、初期化回
路の構成例を示した論理回路図、第８図、第９図、第１
０図、第１１図、第１４図はいずれも第１図の各ブロッ
クの動作を説明するための信号波形図、第１２図は誤差
信号増幅器の構成例を示した回路結線図、第１３図は半
金波相切換回路、ステップ電流発生回路、スロープ発生
回路。 スロープ合成回路１回転停止検出器の具体的な構成例を
示した回路結線図、第１５図は通電方向切換回路、Ｕ相
駆動回路５Ｗ相駆動回路、電流加算回路、Ｖ相駆動回路
の具体的な構成例を示した回路結線図、第１６図はモー
タのトルク発生部分の断面図である。 １．２．３・・・・・・固定子巻線、４・・・・・・永
久磁石、６・・・・・・ホールｒｃ、２００・・・・・
・順序回路、６００・・・・・・同期トリガ回路、９０
０・・・・・・重金波相切換回路、１３００・・・・・
・誤差信号増幅器、１４００・・・・・・スロープ発生
回路、１５００・・・・・・スロープ合成回路、１６０
０・・・・・・Ｕ相駆動回路、１７００・・・・・・Ｗ
相駆動回路、１９００・・・・・・Ｖ相駆動回路。 代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　はか１名第３図 ｌ１ＩＩＬｔ九ｊ１１円−一−−− 第１４図 ５１νｎＩ′ 第１６図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）固定子巻線と、前記固定子巻線と対向する着磁部
   を有する永久磁石を備えた回転子と、前記回転子の回転
   位置を検出して位置検出信号を発生する位置検出手段と
   、外部から供給される電圧もしくは電流に依存した駆動
   指令電流を発生する誤差信号増幅器と、前記位置検出信
   号のエッジの到来周期に依存した周期のスロープ波形を
   発生するスロープ発生回路と、前記位置検出信号に前記
   スロープ波形を合成して台形波状の駆動信号を作りだす
   スロープ合成回路と、前記駆動信号を増幅して前記固定
   子巻線に供給する駆動回路を具備してなる直流無整流子
   モータ。
2. （２）スロープ発生回路から供給され、駆動指令電流に
   比例した振幅を有する鋸歯状波を、前記駆動指令電流に
   比例したレベルに振幅制限して得られる信号波形の加算
   と減算によって台形波状の駆動信号を作りだすスロープ
   合成回路を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の直流無整流子モータ。