JPS62268366A - 電子的電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は電子的電源装置とくに無瞬断電源として利用さ
れるためのパワー・モジ］−−ルを有する電子的電源装
置に関する。

ざらに具体的には、要求される電力量に応じてパワー・
モジュール単位で追加し、切り離すことのできる高周波
スイッチングによる効率の良い無瞬断電源を提供するも
のである。これは、通信機器、］ンピュータ機器、医療
機器、各種情報のオンラインシスデム、半導体製造装置
、などの運転に好適の電源装置である。また、本発明は
電池を用いた自動Φの交流モータを駆動するのに適した
電源装置をも提供せ／Ｖとするものである。

［従来の技術］ 従来の無瞬断電源装置には、大電力用にはＳＣＲ（半導
体制御整流器）をスイッチ素子に用いたものが使われて
いた。

また、正弦波の半サイクルの間に数種のパルスを組み合
せて正弦波に近似した出力電圧を得るように組み合わせ
るものもあった。

さらに、パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いてＡＣ−ＡＣ，
ＤＣ−ＡＣの変換を行うものもあった。

「発明が解決しようとする問題点］ 従来の電子的無瞬断電源は比較的低い効率、たとえば７
０〜８５％で動作してきた。さらにこれらの電源は各設
備に合わせて注文設計されねばならなかった。これらの
装置においては、無瞬断で電力を供給しながら、電力の
需要に合わせて、装置の一部の切り離しや、付加をする
ことによって、電力供給能力の減少や増大に対処するこ
とはできなかった。

数種のパルスを組み合わせて正弦波に近似した出力電圧
を得るものは、その高周波成分を除去するために、極め
て大きなフィルタ効果が要求され、そのために、大電力
を得るために使用することは困難であった。

ＡＣ，−ＤＣ，ＤＣ−ＡＣの変換を行うためにＰＷＭを
用いたものは、大電力設備においては使用されていなか
った。それは入力および出力の両波形に所望のものを得
ることが困難であったからであり、電源の波形歪は、大
電力を要求する大型コンピュータにとって、また、同じ
電力線上の伯の多くの端末装置などにとって、極めて重
大な影響を及ぼすからである。

大電力の整流のために、ターンオン時間を位相制御する
ＳＣＲが広く使用されているが、このような電源装置を
接続した電力線の波形には大きな歪を生じ、同じ電力線
を利用している他のシステムの正常な動作を妨げるとい
う、大きな問題点があった。

［問題点を解決するための手段］ 本発明はこのような問題点を解決するためになされたも
のであり、パワー・モジュール構成をとりＡＣ−ＤＣ，
ＤＣ−ＡＣの変換には、高速のＰＷＭを用いた。この高
速のＰＷＭを実現するために、高電圧大電流の比較的低
い温度係数の高速の高電圧スイッチを用いた。

この大電流で高速高電圧スイッチは、低電圧大電流の比
較的高速のＭＯ３型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥ
Ｔ）と、このＭＯＳＦＥＴにカスコード接続した高電圧
大電流の比較的低速のバイポーラ・トランジスタを用い
て構成し、３相の電源のために各相にこのカスコード・
スイッチを利用した。このカスコード・スイッチを駆動
するために、比例駆動トランスと、トランジスタに蓄積
された電荷を除去して高速スイッチングを可能にせしめ
るターンオフ・トランスを設けた。

このカス］−ド◆ヌ、イッチに、ターンオフから反転し
て高速ターンオンせしめるために、制御された蓄積電荷
除去手段を設けた。

カスコード・スイッチの動作におけるデユーティ・サイ
クルを、すくなくとも９０％まであげるために非常に短
期間に駆動トランスのコアがリセットされる手段を設け
た。

本発明は３相電力線に適用する場合に、中性線を得るこ
とができるように構成した。

ざらにカスコード・スイッチのターンオン、ターンオフ
時に発生することのあるサージ電流を制限するス太バー
を設けた。

高速のＰＷＭを制御して、正確な周波数および位相の電
源を得るためにフェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）を
採用して・いる。

出力に所望の周波数を得るために、その周波数のステッ
プ状の変化を測定する手段を具備せしめｌこ。

［作用］ このような構成によって、非常に効率の良い電源を供給
可能にした。しかも、たとえば、５０に１−１ｚという
高速のＰＷＭを、たとえば１０ＫＷという大電力を供給
可能なパワー・モジュールを構成単位にしたから、電力
需要の変動に対して広範囲に対応することが可能であり
、電力容量の異なる要求に対しても簡単に安価に対応す
ることを可能とした。

本装置によるならば、高速のＰＷＭの採用を可＝　　１
５　− 能としたために、低周波用の磁性体を使用することなく
、低歪みの質の良い低周波の電源を供給することが可能
となった。

パワー・モジュールに採用されているＰＷＭのための相
補型ペアのカスコード・スイッチにより、高周波搬送波
と低周波変調によって３％以下の歪みの低周波出力を可
能とし、フィルタ効果の高い小さなフィルタで十分にそ
の機能を得ることが可能となったから、小型で安価な装
置を実現することができた。

ＰＬＬによって所定の位相周波数の出力を得ることがで
き、また新しい周波数に移行する場合にも、周波数のス
テップ状の変化を測定することによって、オーバーシュ
ートやアンダーシュートなく速やかに移行を完了するこ
とができるようにした。このことから、広範囲の入力お
よび出力周波数に対応できる小型の電源装置が可能とな
った。

本装置は、電池で動く電気自動車の交流モータを駆動す
るためにも極めて適しており、モータの駆動に最適の周
波数、電力を効率よく制御することができるものである
。

［実施例］ 第１図は本発明の一実施例である電源装置の全ブロック
の構成図を示しており、この電源装置は、たとえば公称
値１０ＫＷの電力変換容量を有する個々のパワー・モジ
ュール１０を、その基本構成要素として備えている。た
とえば、３相の標準の交流電力線である入力バス１１に
は、各パワー・モジュール１０が並列に接続されている
。また、各パワー・モジュール１０の出力を並列に接続
している出力バス１２は、たとえば、標準的な３相であ
り、これは出力または負荷に無瞬断の定電圧を供給する
。

入力バス１１への入力である交流の電力線入力は、たと
えば電圧範囲２０８ボルトから４８０ポル１−の交流の
電圧で、この交流電圧は、その電圧変動範囲が、たとえ
ば−５０％から＋１０％の間であり、周波数範囲はたと
えば３２Ｈｚから５１２１−Ｉ　Ｚの範囲の３相でおる
。

本電子的電源装置は、出力バス１２から高周波フィルタ
１５を介して、たとえば３相で周波数か３２　ｔ−１ｚ
ないし５１２Ｈ２の２０８ボルトないし４８０ポルト・
プラスマイナス１％の交流電Ｌ１範囲を有する安定化し
た出力を供給する、。

本電子的電源装置は、また、無瞬断−しジュール１８．
１９を含んでいる。この無瞬断モジュール１８．１９は
、たとえば、１００ミリ秒の間、各パワー・［ジュール
１０ｉたり１０ＫＷの電力を供給するような短期間の無
瞬断機能を提供り−るキャパシタヤ）、あるいは、たと
えば５分間各パワー・モジ」−ル１０ｆｆｉたり１０Ｋ
Ｗの負荷への電力を供給するような長期間の無瞬断機能
を提供するバックアップ電池を具備している。

入出力制御［］−ニニラ１〜４は、また制御バス１３に
並列に接続されたパワー・−しジュール１０のおのおの
に制御信号を供給してでいる。

以下詳細に）ホベるように、この人出力制御ユニット１
４は、パルス幅変調（ＰＷＭ）された信号を出力して、
典型的なＡ　Ｃ−Ｄ　Ｃ変換をし、ミノｊ線の電力が停
止した場合の無瞬断電力を得るために、その変換された
直流が電力を蓄積するＩこめの４＝　ｒ７パシタあるい
は電池を充電し、そこでその直流を純粋な正弦波の交流
波形に変換する。このことは、すべての３相において、
それぞれ行われ、各パワー・モジ１−ル１０を一括して
結合するような低周波トランスの使用を不要にしている
。

いづれか１つの、またはいくつかのパワー・モジュール
１０を、電力供給機能に悪い影響を及ぼすことなく、電
気的に切断したり、実際に取り去ることも可能′Ｃある
にの場合には、電力変換容量の減少は生ずる〉。

電力線入力から入力バス１１に入る部分には電流検出ト
ランス４８があり、この電流検出トランス４８は、入出
力制御ユニツ１〜１４において利用される入力参照電流
Ｔｉｒｌている。同様に出力バス１２」二には、電圧１
ヘランス１６がおり、これからは出力参照電圧Ｖ。、を
得ている。高周波フィルタ１５、たとえば、３ＫＨｚの
カットオフ周波数をｂ′つローパス・フィルタが、搬送
波周波数たとえば２５または５０ＫＨ２を減衰せしめる
ために出力にシリーズに入っている。

パワー・モジュール１０は、第２図のブロック構成図に
示されており、３相の入力バス１１に接続されｌこ入力
をイ１するＡＣ−ＤＣ−１１ンバータ］７を含み、この
△（、−ＤＣコンバータ１７は、ＤＣバスと直流リンク
２０を形成している戻りバスに接続された出力を有して
いる。この直流リンク２０は、ＤＣ−ＡＣインバータ２
１の入力に結合されており、このＤＣ−ＡＣインバータ
２１は、出力バス１２に接続された出力を有している。

無瞬断モジュール１８．１９は、第１図に示されている
ように、すべてのパワー・モジュールの直流リンク２０
に接続されている。

第２図の回路にＤＣ−ＤＣユニット２５を追加すること
も可能である。ＤＣ−ＤＣ−１−ニット２５は点線で囲
／υて示されるごとく、直流リンク２０とＤ　Ｃ−Ａ　
Ｃインバータ２１もしくは無瞬断モジュール１ε３，１
９との間に必要に応じて設けることも可能Ｃある３、こ
のＤＣ−ＤＣコニット２５を例加して使用づることは、
無瞬断モジコーール１８゜１９に含まれた電池で動作す
るときに、電池の直流電圧か低下していくのを補償する
。ＤＣ−ＤＣコ−ニラ１〜２５は、第２Ｂ図に示されて
おり、高周波−インバータ２１−の入力は、ＡＣ−ＤＣ
ＩＣインバータ２１流リンク２０からきている。高周波
インバータ２１−の交流出力は、高周波トランスで麦汁
され（高周波を用いるので小さなトランスである）、高
周波コンバータ１７′で整流され、または再び直流を供
給するために変換されて、ＤＣ−Ａ　Ｃインバータ２１
に印ハロされる。ＤＣ−ＤＣユニット２５は、 １）パルス幅制御技術（放電モードの間、電池電圧の減
衰を補償するために）を利用して直流の一定電圧をＤ（
、−ＡＣインバータ２１に直流リンクを介して供給し、 ２）最少のコス１〜でＤＣ−ＡＣインバータ２１側をＡ
Ｃ−何つＧコンバータ１７側から絶縁して電力供給す−
ることも必要に応じて可能である。

高周波インバータ２１′と高周波コンバータ１７′は、
３相用のＤＣ−ＡＣインバータ２１とＡＣ−ＤＣＩンバ
ータ１７を単純化して構成したものである。

第２Ｃ図はパワー・モジュール１０の一つの実施例を示
しており、ここでは、コンバータ１７は用いられていな
い。この電源装置は、電池動力の電気自動車などの運搬
具用に、電池モードで常時動作するのに適している。制
御ユニット１４−はインダクション・モータ９に供給す
る周波数と電圧とを制御して、自動車としての動作を容
易にし、たとえば、発進時においては、より大きなトル
クを得るために、より低い周波数が使用されるであろう
。

無瞬断モジュール１８．１９のみならず、パワー・モジ
ュール１０も各種の電子的電源を構成することができる
ように冗長性をもたせて設消されている。ぞこで、複数
のパワー・−しジュールが使用され、たとえば３相シス
テムにおいては、すくなくとも３個のパワー・モジュー
ル１０が具備される。なんらかの電子的電源システムに
おいては、３０倍数、たとえば６個とか１２個とかのこ
のようなパワー・モジュール１０を具備するのが望まし
い。

第２Ａ図は１個のパワー・モジュール１０の単純化した
回路図であり、このパワー・モジュール１０は、その入
力口側にあるＡＣ−ＤＣコンバータ１７にある３相の交
流線路である入力バス１１に接続されている。この入力
段は、直流リンク２０に含まれるＤＣバスと戻りバスに
よって無瞬断モジュール１８．１９に結合され、この無
瞬断モジュール１８．１９は、電力蓄積用のキャパシタ
１８ａ３よび／または電力蓄積用の電池１９（点線で示
しである）を無瞬断電源の供給のために含んでいる。中
性の第４線路を得るために、キャパシタ１８は点線の１
８′に示すように分割してそれらの接続点から中性点を
得るようにしてもよい。

出力段のＤＣ−ＡＣインバータ２１は、直流を交流にも
どし、３相線路である出力バス１２に出力を供給する。

両人出力のために、適当なフィルタＬ１．ＣＩが具備さ
れている。ＡＣ−ＤＣ−］ンバーク１７およびＤＣ−Ａ
Ｃコンバータ２１は、二重性の原理（Ｍｏｄｅｒｎ　Ｄ
Ｃ−ｔｏ−ＤＣＳｗｉｔｃｈｍｏｄｅＰｏｗｅｒ　Ｃｏ
ｎｖｅｒｔｅｒ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ、　ｂｙ　Ｒｕｄｏ
ｌｆ　Ｐ、　５ｅｖｅｒｎｓ　　他、１９８５年　Ｖａ
ｎ　Ｎｏ５ｔｒａｎｄ　Ｒｅ１ｎｈｏｌｄ　Ｃｏ、発行
１９９〜２３０頁）に従って、以下に説明するように動
作する。　交流を直流に変換する］ンバータとして動作
する入力段であるＡＣ−ＤＣコンバータ１７は、総括的
にみるならば、６個のダイオード・ブリッジである。従
来の技術においては、このような回路網は６個のバルブ
またはスイッチからなっており、それらは、一定の手順
で閉じられていた。

本発明の場合には、入力段のＡＣ−ＤＣコンバータ１７
と出力段のＤＣ−ＡＣインバータの双方が、非常に効率
の良いパルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチング回路を具備
している。さらに特定的には、λカ段コアは、上部スイ
ッチング・レベル１７Ａと下部スイッチング・レベル１
７Ｂとを含んでいる。両スイッチング・レベルは、正弦
波の正または負の半波にそれぞれ作用するものである。

入力段であるＡＣ−ＤＣコンバータ１７は、６個のダイ
オード・ブリッジからなり、各ダイオードのペアはペア
を構成する共通点に各ペアとも同じ極性で接続され、各
ペアの共通点は順々に入力バス１１として示された入力
の相のφ１．φ２．φ３のそれぞれに接続されている。

上部スイッチング・レベル１７Ａのダイオードはすべて
Ｄｌで示されており下部スイッチング・レベル１７Ｂの
ダイオードはＤ２で表わされている。スイッチが各ダイ
オードに並列に接続されて各ダイオードをバイパスして
いる。上部スイッチング・レベルコアＡにはスイッチＱ
１．Ｑ２が、下部スイッチング・レベル１７Ｂには、ス
イッチＱ３．Ｑ４がある。すべてのダイオードとスイッ
チは回路設計上同一であり、故に上部と下部スイッチン
グ・レベル１７Ａ、Ｂのそれぞれの場合に共通の名称Ｄ
１．Ｄ２．Ｑ１．Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４が与えられている。

二重性の原理と本発明に従って、出力段を構成づるＤＣ
−ＡＣインバータ２１は、スイッチＱ１゜Ｑ２によって
バイパスされたダイオードＤ１を有する上部スイッチン
グ・レベル２１Ａと、各位相φ１．φ２．φ３用のスイ
ッチＱ３．Ｑ４によってバイパスされたダイオードＤ２
を有する下部スイッチング・レベル２１Ｂを有している
。負荷への３相出カーＱある出力バス１２は、図示のご
とく、ダイオードＤ１．Ｄ２の共通の接続点に、それぞ
れ接続されている。この入力段と出力段の各要素は、第
２図のｌＩｉ純化した図に、すてに示した直流リンク２
０のＤＣバスと戻りバスとの間に接続される。

第３Ａ図から第３Ｈ図までは、スイッチＱ１゜Ｑ２と０
３．Ｑ４の閉止または活性動作を示している。

一般に、これらのスイッチは、相φ１をあられす第３Ｂ
図と第３Ｃ図のパルス幅変調信号によって閉じられる。

ここで、第３Ｃ図は第３Ｂ図の反対の極↑１を示してい
る。いいかえると、第３Ｂ図の波形がオンであるとき、
第３Ｃ図の波形はオフでおる。第３Ｂ図において、相φ
１に関連したスイッチＱ１．Ｑ２は駆動される。第３Ｃ
図においては、入力バス１１０反転した相φ１で、関連
したスイッチＱ３．Ｑ４を駆動している。ざらに、たと
えば第３Ｂ図の波形を第３Ａ図の正弦波すなわち基本周
波数の波形と比較すると、第３Ａ図の正弦波のし口と交
ｆｆ−ｆｆる点で第３Ｂ図のパルス幅変調は５０％のデ
ユーティ・サイクルであり、このデユーティ・１ｊイク
ルは９０°、あるいは正弦波の中間点、すなわちそのピ
ークで最大値に達し、それからデユーディ・サイクルは
、５０％（１８０°の点〉にもどる。

第３Ｃ図においては、状況は反対であり、５０％のデユ
ーティ・サイクルはＯｏでスター１〜してａ３す、中間
点で最小値になっている。そこで、１８０’においては
、５０％になる。第３Ｃ図に示されるごとく、パルス幅
変調波形の前縁は、５０に＋−１′ｌ、すなわち、搬送
波周波数の間隔となっている。

ここＣ゛強調れねばならない点は、基本周波数は６０１
−Ｉ　Ｚとして述べられているが、標準的には５０Ｈ２
（たとえばヨーロッパ系コンピュータ設備）または／１
．００トＩＺ、（航空機用設備）でおるということで必
る。そこで搬送波の周波数は、標へ１的には５０　Ｋ　
ｌ−ｌ　ｚとして第３Ｃ図に示したが、２５　Ｋ　ＨＺ
であってもよい。第３Ｂ図、第３Ｃ図の波形を総合する
と、波形は基本周波数（すなわち、６０Ｈｚ＞で変調さ
れ、搬送波周波数（すなわち、５０ＫＨ７＞で振動して
いる。

第３Ｄ図にＪ３いて、他の２つの相φ２．φ３の正弦波
が示されている。それらの２つの相の下に、第３Ｅ図と
第３Ｆ図とにおいて、２番目の相φ２のパルス幅変調波
形が示されている。第３Ｇ図と第３Ｈ図には、３番目の
相φ３のパルス幅変調波形の代表的部分が示されている
。これらの代表的部分は、第３Ｄ図のそれぞれの正弦波
の９０°に相当する点で示されている。

以下、詳細に述べるごとく、リセット・パルスが第３に
図に示すように搬送波の２倍の周波数すなわち１００Ｋ
ｌ−１ｚで供給される。このリセット・パルスは、それ
ぞれ第３Ｂ図を拡大した第３■−２８＝ 図と第３Ｃ図を拡大した第３Ｊ図に示さｈたパルスの発
生後に、２μＳｅＣのリンク１へ・へ′ルスを発生する
ことによって得られる３゜ 第２Ａ図にもとっＣ説明づると、これ（，１，第１図と
第２図に示された、化パワー・ｔジ］−−−ル１゜に対
して共通の無瞬断−Ｅジュールの中に、蓄積用キャパシ
タ１Ｂと蓄積用電池１９が配「ＩｄれＣいたのを、わず
かに変形して１個のパワー・−しジュール１０に加えて
示している。換言すると、蓄積用キャパシタ１Ｂと蓄積
用電池１９を第２Ａ図に示すようにパワー・モジュール
′１０に内蔵り−ることかできることは、リベ（のパワ
ー・−しジュール１０についてもいえることである。

一般に、変換のためにパルス幅変調を用いることは知ら
れている。しかしながら、入電）Ｊ　Ｍｕ　（！におい
ては使用されておらす、また入力Ｊ３Ｊ、び出りの両波
形の純粋性か重要なところにａ）いて−し使用されては
いなかった。たとえば、」ンピニｌ−−タの場合には、
そこではＪ１直線性が、望’；Ｊ　Ｌ／　＜　’、＞い
グリッチ（パルス性のノイズや歪）を発生りることかあ
るからＣ゛ある。同りに大型コンピュータは大電力を要
求するから、また同じ電力線上で使われている他の複利
［な］ンピュータやその他の装置は電源波形の歪みによ
って影響を受は易いから、電源装置への入力端子は歪ま
されてはならない。

第２Ａ図に概要を示したようなスイッチング回路は、ｅ
のような要求に沿うものである。これは特に、以下詳細
に説明り−るパルス幅変調スイッチング技術によつ（動
作覆るものＣある。また、ダイオードをバイパスするス
イッチの配設は、ダイオードどスイッチの密接な関連に
おいて動作する総合４象限電力制御を提供するものであ
る。

従来の電源装置への適応手段の１つは、階段状の波形を
用いることであった。ここでは、正弦波の半”リイクル
の間に数種のパルスが組み合わされ、正弦波に近似した
出力電圧を得るＪ：うに組み合わされていた。しかしな
がら、この適応手段は、周波数成分か低いために極めて
大ぎなフィルタ作用を必要とし、それを大電力において
得ることは困難であつＩこ。

以上に詳細に述べられる本発明によると、出力波形は、
本質的に、たとえば６０　Ｈｚの基本周波数であり、そ
れは、たとえば５０　Ｋ　ｌ−１ｚの搬送波の周波数成
分をわずかしか含まないものである。

この５０ＫＨ２の周波数成分は、出力バス１２における
、第２Ａ図に示したＬｌ、ＣＩのフィルタのごときロー
パス・フィルタによって、また第１図に示した［」−バ
ス・フィルタである高周波フィルタ１５によって容易に
除去される。

第４図は、第２Ａ図に示した出力段のＤ　Ｃ−ＡＣイン
バータ２１あるいは入力段のＡＣ−ＤＣＩンバータ１７
の、より詳細な回路図である。

ここでは、単に上部スイッチング・レベル１７Ａまたは
２１△のうちの１つのスイッチＱ１．Ｑ２が、点線内に
十分に表示されているにすぎないが、その他のスイッチ
Ｑ１．（１）２ら同じである。

また、下部スイッチング・レベル’１７Ｂ（￥）るいは
２１Ｂにおける点線で囲んだスイッチＱ３．Ｑ４も、ス
イッチＱ１．Ｑ２に同じである。第２Δ図と第４図の各
構成要素の表示記号Ｄ１．Ｄ２．０１、Ｑ２とＱ３．Ｑ
４は明確に回路の対応を示し′Ｃいる。かくして、イン
ダクタＬ］を有する交流線路（ＡＣ）は、第４図に示さ
れたごとく、入力バス１１または出力バス１２に接続さ
れる。３相のそれぞれの相は、同じ構成要素を有してい
る。

ただ５１−なるのは、それらのパルス幅変調制御電圧の
位相（第３Ｂ図から第３目図を参照〉であり、それらは
１２０°づつ、ずれている。

第４図に示したごとく、スイッチＱ１．Ｑ２（Ｑ３．Ｑ
４．）は、カスコード接続されたバイポーラ・トランジ
スタＱ１　（Ｑ３）と、ＭＯ８電界効！ｌｆｉ＋ヘラン
ジスタ（ＦＥＴ）０２　（Ｑ４）で構成されている。１
Ｆ−［の０２の入力は、第３Ｂ図。

第３Ｅ図または、第３Ｇ図からのパルス幅変調電圧によ
って駆動される。Ｆ　Ｅ　Ｔの０４は、第３Ｃ図、第３
Ｆ図または第３Ｈ図によって駆動される６心流リンク２
０に含まれるＤＣバスと戻りバスが示されている。ダイ
オードＤ１は直流リンク２０に含Ｊ、れるＤＣバスに結
合されており、ダイオード［）　２　ＧＪ、直流リンク
２０に含まれる戻りバスに接続されており、総合４象限
電力制御を提供している。

総合的にみるならば、第４図の回路は、△ｃ−ＤＣＩン
バータ１７である入力およびＤＣ−ＡＣインバータ２１
である出力段における各相を供給しており、３駆動作の
場合には、６個のこれらの回路が、第２Ａ図から明らか
なように、用いられる。

このカスコード構造を有する第４図のカスコード接続さ
れたスイッチＱ１．Ｑ２　（Ｑ３．Ｑ４）についてのべ
ると、ターン・オーツ時間は極めて高速であり、わずか
な蓄積時間を有するのみである。

これは極めて重要なことである７、というのは、パルス
幅変調変換技術が用いられるからである。なぜなら、パ
ルス幅がもっと狭く制御されるほど、形成される正弦波
の純度はさらに向上するからである。いいかえると、貧
弱なパルス幅制御は、波形歪みを生じ比較的低効率で貧
弱な電力効率をもたらすからである。

カスコード・−し−トにおける動作によって、高電圧で
・に１あるか比較的低速の動作をするバイポーラ・１ヘ
ランジスタＱ１　（Ｑ３）は、低電斤てはあるか非常に
高速のスイッチング動作をするＭＯ３１−に−１の０２
（Ｑ／ｌ）をそ−の］ニエミッタこ結合され−Ｃ含同動
作づることができる。

このように前）小のカスコード接続の使用によっ゛Ｃ１
従来回路に比較し−Ｃ１より高電圧入電力の回路が得ら
れ、同時に改良された機能を有するものと４ｆつだ。Ｍ
　ＯＳ　ｒ”　［二］−の０２のもう１つの利点（Ｊｌ
、正の温度係数を右していることである。これは負の温
［島係数を右りるバイポーラ・！〜ランジスクＱ　１　
ｑ）　ｆ′″Ｉの温石特性を補償する。つまり、カスコ
ード構造は、パルス幅変調制御電圧によって制御さｔし
たＭＯＳＦＥＴの０２のソースまたはドレ、イン端ｒに
接続されたエミッタを有するバイポーラ・トランジスタ
Ｑ１（！−用いることによって、前記の独！１１６７の
能力を提供している。

高品位の出力波形をつくり出すｌこめのカス］−Ｆ・ノ
、イツヂｉＭ　造に関して甘苦するならば、数件の他の
回路膜ｈ１の特ｊＪｌがある。それらについては、もっ
と具体的に説明する。これらの特徴は、Ｑｌ（Ｑ３）用
の比例ベース駆動回路を含んでおり、このＱｌは非飽和
クランプであり、基本的にはダイオードＤ３とＤ４と、
キャパシタＣ１と抵抗「く１、Ｒ２の組合せを用いたタ
ーンオン・ベース電流の制御を含んでいることである。

第１に、比例ベース駆動に関し−では、ベース電流に対
−りる」レクタ電流の最適な比率を与えていることであ
る。たとえば、もしも１ヘランジスタＱ１のコレクタ電
流が２０アンペアから１００アンペアの範囲にあるなら
ば、ぞれらの総量の５分の１のベース電流とすることが
望ましい。いいかえると、ベース電流は４アンペアから
２０アンペアであることか望ましい。このＪ−１−うに
、常にある一定の］レクタ電流に対りるベース電流の比
率かある。本回路にｄ３いては、この比率は５：１か選
ばれ、トランス丁１によって実現されでいる。ここで２
丁と記された巻線２３は、２ターンて必り、もう１つの
２次巻線２／′ｌは１０１−リ−なわら１０ターンであ
る。

−３５＝ 第４Ａ図には、第３に図のリセット・パルスにＪ、って
駆動されるリレッ１〜回路が示されている。

この回路は、第４図にも示されているトランスＴ１と下
２の巻線を含／υている。このトランスＴ１の′１つの
巻線２Ｇは、トランス１−１の両端間の電圧を反転りる
ためのもので、第３に図からの２μｓｅｃのリセッ１−
・パルスによって駆動されたスイッチ−０５を閉じるこ
とによって、トランス丁１を１月２ツ１〜する。これは
５０ＫＨ２のくり返えしでなされ、スイッチＱ１　（Ｑ
３）を動作周波数の期間の９０％の■、１間Ｊ：で導通
せしめることができる。

それは、リセッ１へか期間の１０％またはそれ以下の間
になされるからである。トランスＴ１のコア２７１；ｉ
：表示されているように可飽和型である。

第３に図のリセッｌへ・パルス（２μｓｅｃ　）につい
ては、第３Ｂ図（第３１図）と第３Ｃ図（第３５）図）
のバ″ルスか終って後５　Ｑ　Ｑ　ｎ　ＳｅＣで生ずる
ように時間設定されている。すなわちパルス幅変調′Ｃ
゛ある。この５　Ｑ　Ｑ　ｎ　Ｓｅｃの期間の間に、キ
ャパシタＣ１は望ましい電圧まで充電する。この充電は
、」レクタ蓄積電荷とターンオフ後に生ずるコレクタか
らベースに流れる電流によってなされる。この蓄積電荷
はコレクタ電流に直接関連しているので、利用可能なキ
ャパシタ電圧は、］レクタ電流の増加とともに増加する
。この］レクタ電流の増加は望ましい特徴である。ギＡ
・バシタＣ’１は次のターンオン時の初期のスター１〜
の立上り時のベース電流を供給する。この特徴は、負荷
電流の広範囲の変化に対して、自動的に高速にターンオ
ンする特性を示している。５０アンペアの］レクタ電流
に対する標準的ターンオン時間は、１０Ｑ　ｎ　Ｓｅｃ
以下である。２μｓｅｃの期間の間に、！〜ランスＴ１
のコアは、トランジスタＱ１　（Ｑ３）がターンオンす
る直前にリセット覆るにのトランスＴ１に対応するＱ３
．Ｑ４側のトランスについても同様である）。

かくして、比例駆動システムは、サイクル動作への１サ
イクルの準備ができる。また、同時期にトランスＴ２は
、Ｑｌのエミッタ・ベース間に逆電圧を印加し、逆電流
路をつくり、トランジスタＱｌ　（Ｑ３）の蓄積電荷を
、Ｑ２　（Ｑ４＞のターンΔ゛）の直後の２μｓｅｃの
間に除去する。］レレフからベースに対して蓄積された
電荷を除去することは、Ｔ２．Ｄ９と１．）　１０を介
する回路によつでなされる。トランスＴ２の巻線の電圧
比は、２μｓｅｃのリセット期間の間に十分な囚の蓄積
電荷除去電流を供給するように選ばれる。

この回路から明らかなように、スイッチＱ１゜Ｑ２　（
Ｑ３．Ｑ４＞の主負荷電流は、ＤＣバスからインダクタ
１−２を介し、ざらに巻線２３を介しで、Ｑｌ　（Ｑ３
）の］レレフに流れ込む。そこで、トランスＴ１の５：
１の比率は、このコレクタ電流を巻線２４において５分
の１の値に変換し、この巻線２４はＤ４を介してＱｌの
ベースを駆動する。総合すると、トランジスタＱ１　（
Ｑ３）のための比例ベース駆動は、バイポーラ・トラン
ジスタＱ１　（Ｑ３）の基本スイッヂング周波数に同じ
である、５０　Ｋ　ｌ−ｌ　Ｚの周波数で動作する。

もう１つの特性は、高品位の出力波形を発生゛りること
であり、不飽和クランプすることである。

この不飽和クランプは、トランジスタＱ１のベース入力
と、本質的には、ＤＣパスとの間のダイオードＤ４とＤ
３によって得られる。このクランプは、ペイカー・クラ
ンプと呼ばれる。基本的には、スイッチ作用をなすトラ
ンジスタＱ１　（Ｑ３）に注入される電荷の総量を制御
することである。

パルス幅変調型、変換あるいは反転によって、高品位波
形を発生するための、第４図の回路における改良点を要
約すると、（１）０１　（Ｑ３）を比例ベース駆動する
こと、（２）不飽和クランプＤ４．Ｄ３、（３）カスコ
ード・スイッチ構造、そこにおいては、低速大電力トラ
ンジスタＱ１（Ｑ３）が高速小電力ＭＯ３ＦＥＴの０２
（Ｑ４．）の特性を取り込むことができること、（４）
ターンオフ後の５００　ｎ　ｓｅｃで１〜クランプ２を
スイッチすることにＪ：って蓄積された電荷を除去する
ことを制御することである。

ターンオン・スノーバーがスイッチＱ１．Ｑ２（そして
またＱ３．Ｑ４．）と直列に接続されている。このスナ
バ−はスイッチＱ１．Ｑ２のために、可飽和リアクタ１
−２とクランプ作用をなすダイオードＤ　７と抵抗Ｒ５
を含んでいるにのクランプは、またブロックとして示さ
れたターンオフ・スノ゛バーとともにサージ電流を防止
するためのスナバ−を構成している）。このクランプ作
用をなすダイオードＤ７と抵抗Ｒ５は逆電流を自由に流
すダイＡ−ド、この場合はＤ２であるが、を通して負荷
電流が流れる時に、スイッチにかかるターンオン応力を
減少するために必要である。

たとえば、第４Ａ図において、もしもＤ２が全負荷電流
を流しているときにスイッチＱ１．Ｑ２がターンオンさ
れると（パルス幅変調インバータにおいては曲型的な状
態）、Ｄ２が回復するまでＱｌ、Ｑ２とＤ２を介してＤ
Ｃバスに実質的短絡を生ぜしめる。この全負荷電流の振
幅と立上り時間は、回路のインダクタンスによって制御
されるものであり、スイッチ動作状態は安全な動作領域
を越え得ることは明らかである。これを防止するために
付加されたインダクタ“１２パは、この状態の間のピー
ク電流と立上り時間とを制御する。

Ｌ２には可飽和型のインダクタを選び、その飽和特性は
逆電流を自由に流すダイオードの逆回復時間を基準にし
て設計されている。

インダクタＬ２に可飽和型コアを使用しているので、非
常に小型で安価なインダクタが使用可能であり、その結
果このインダクタは、その中に線を通したコアＨの大き
なビーズでよい。この＠造と可飽和コアのために、この
インダクタは非常に小ざなエネルギーを蓄積するだ（プ
であり、そこでターンオフ・ス±バーににっで取り除か
れるべきターンオフ時のＬ２内のエネルギーは非常に小
さいものである。この動作は、電力を節約し、高い効率
で動作することを意味している。それはまたターンオフ
・スナバ−を小さくすることに役立っている。

ブロックで表示したターンオフ・スナバ−は、トランジ
スタＱ１がターンオフするときに発生するサージ電圧を
、ダイオードを介してクランプ覆るように動作する。

第１図において示したごとく、第３Δ図から第ａ　Ｋ　
、Ｊ：　ｃの各種の制御電圧が、人出力制御ユニツ：〜
１／１においてつくられて、パワー・モジ１−ル１０を
駆動りる。第５図は、入力段である△Ｃ−ＤＣＩンパー
タ１７を制御するための入出力刊御ユニツ１〜１４に含
まれた部分のブロック構成図、第６図は出力段であるＤ
Ｃ−ＡＣインバータ２１を制御するための人出力制御ユ
ニット１４に含まれた部分のブ［」ツク構成図でおる。

当然のことなから、これらの部分は：、３相電力の各相
に対しては、すくなくとも一部において重複する場合が
ある。

第３０図ないし第３１１図に示されたような相補制御電
Ｌ「の発生と、それら制御電圧の位相をシフトしたーし
のは、表示された回路から容易に推考きるのて示されて
はいない。

第５図に示され１こ入力制御ユニットは、電力回路℃あ
るバ１ノー・℃ジ〕−−ル１０を制御する。この電力回
路（，１、入力バス」１の交流から直流に変換し、直流
リンク２０のＤＣバスに印加される。第ｊ図の回路の出
力は、第３Ｂ図のパルス幅変調波形でｃｌりり、この出
力は制御バス１３（第１図）に出力されて、各パワー・
モジュール１０に印加される。

この入力は、覆くなくとも１つの相に対づるもので、バ
ッフ１３／１を介して交流線路である入力バス１１の１
つの相、たとえばφ１から得られ、このバッファ３４は
、所定の交流線路周波数ｆ１を出力する。この周波数ｆ
１４．Ｊ、フェーズ・ロック・ループ（ＰＩ　Ｌ）回路
３Ｇに結合され、この回路は、電圧制御発振器８７の出
力８５に周波数１２８ｆ１を発生ずる。この周波数１２
８ｆ１はカウンタ３７を駆動する。このカウンタは、周
波数千１の各リーイクルの間Ｏから１２８まで６１数し
、ＲＯＭ３８の個々のバ、イ１〜を番地指定づる。正弦
波に特有の時間をあられずのに適したアナログ電圧をあ
られすディジタル値が、ＲＯＭ３８の一連のバイト中に
格納されている。そこで、この模）前止弦波が乗１４０
／へ変換器３９において、コンペルレーク／１２からの
線路４１上の信号によって乗緯される。　このコンパレ
ータ４２は、本質的に、線路４３のＤＣバス電圧を線路
／１４の必要な参照電圧と比較し、ＤＣバス電圧と直流
参照電圧ｒｅｆとの間の差に比例する線路４１の電圧を
作成する。　これにＪ、って、乗ＩＨＤ／Ａ変換器３９
の出ツノ線路／１６に参照正弦波Ｖ。を出力する。この
参照正弦波Ｖ。の振幅はＤＣバス電圧と直流参照電１１
Ｖ、。ｆどの間の差、すなわち線路４１の電圧に比例し
ている。この参照電圧Ｖ。は、電流検出トランス４８に
よって検出された入力バス１１（第１図を参照）の入力
電流から得た電流Ｉｉｒと比較される。線路８１に結果
として得られる出力は、１−１シツク・ユニット８３に
れは５０ＫＨ２のり）−１ツク発生器８２からのクロッ
クによって駆動されるＲＳフリップフロップを含んでい
る）によって処理され−で、出力８４にパルス幅変調（
ＰＷＭ）波形を出力する。この波形は第３Ｂ図に示され
たにうな種類のものであり、交流を直流に変換するパワ
ー・モジュール１０に含まれた回路を駆動するために用
いられる。

直流参照電圧４４のレベル■、。ｆは、Ｄ／Ａ変換器５
１に結合されたマイクロプロセッサ４９によって決定さ
れ、電力蓄積用の電池あるいは電力蓄積用のキャパシタ
（第２Ａ図の１ε３，１９を参照）からの要求によって
設定される。ロジック・ユニット８３の出力８４のパル
ス幅変調された波形は、要するに、そのデユーブイ・サ
イクルが参照正弦波にの出力線路４６上の参照正弦波Ｖ
。

は、実際のＤＣパス上の出力直流電圧と要求された出力
直流電圧Ｖ、。ｆとの間の差に順次比例する）と、入力
正弦波電流参照入力４．８（Ｉｉ、）に比例する。一般
に、低いＤＣバス電圧４３は、出力線路４６上の参照正
弦波Ｖ。の振幅を増加せしめ、この増加は８４のパルス
幅変調波形のデユーティ・サイクルを増加せしめ、その
結果入力電流検出トランス４８からの入ツノ参照電流Ｉ
ｉ、を増加せしめる。そして最終的にＤＣバスの電圧を
上昇する。

これは、電流モード制御としてよく知られており、常時
、ＤＣハスの電圧を調整し、入力電流を最大ピーク値に
制限し、電力要因を均一にすることを保証する手段とし
て、用いられる。

ロジック・ユニット８３は、第４図の回路がすセラ１−
されるのに必要なロラ間を与えるために、最大８′［容
デユーティ・サイクルを超過しないことを保証している
。電流検出トランス４Ｂからの入力参照電流ｌｉ、の使
用もまた、この信号におけるどのような非直線性をも補
償することを確実にしている。

ＰＬ１３６は、結局カウンタ（すなわちデバイダ）３７
による周波数逓降器として接続されている。１）ＩＬ３
６は位相比較器８８と電圧制御発振器８７を駆動り−る
フィルタ８６とを含んでいる。

位相比較器８Ｂへのフィードバックは、Ｖ８の出力線路
４６から線路７９を経てなされる。

第６図は直流を交流に変換する出力段のＤＣ−ＡＣイン
バータ２１を制御するための出力制御ユニッ１〜である
。その出力９０には、第３Ｂ図と同種のパルス幅変調波
形が出力される。参照交流波形は、ディジタルＰＩＬ（
フェーズ・ロック・ループ）５７によって作成される。

かくして線路５８上に【３１、必要な参照振幅（と周波
数）を有する信号が出力される。

そこでこの信号は、第１図において示された出力バス１
２から、電圧トランス１６で得られたＶｏ、とオペアン
プ５４によって比較される。オペアンプ５４は］ンパレ
ータ５９を駆動する信号を線路５６に出力する。］コン
パレータ９への他方の入力は、傾斜波または三角波６１
の出力信号である。コンパレータ５９の出力９０はパル
ス幅変調（ＰＷＭ）信号であり、このデユーティ・サイ
クルは］ンパレータ５９の入力信号５６のレベルに比例
している。

ディジタルＰＬＬ５７への入力は、出力周波数を入力周
波数にフェーズ・ロックするための実際のＡＣ入力であ
る入力バス１１の、たとえばφ１の位相である。無瞬断
電源装置が機能を果さない場合に電力線電圧が直接負荷
に印加されることが必要である。第７図でのべられるよ
うに、合成された周波数あるいは電力線周波数とは異な
る周波数が、必要に応じて利用され得る。

ディジタルＰＬＬ５７のより詳細な回路が、第７図に示
されている。−膜化された制御の観点がらＪると、直流
を交流に変換することに関して、周波数設定に関する数
種の固有の問題がある。それらは、適当な周波数過渡応
答、周波数のオーバーシュートあるいはアンダーシュー
トを防止すること、−周波数から他の周波数に移行する
ときの妥当な移行速度を得ること、ディジタル的プログ
ラム可能な周波数合成をすること（いいがえると、電）
ノ線周波数とは異なる周波数に変換すること）と、合成
した周波数から電力線周波数に移行することが必要であ
るときに適当なロッキング範囲を右していることである
。第７図のディジタルＰＬｌ−は、マイクロｙ′ロセッ
サであるマイクロコンピュータ６２との連係により、こ
のことをなしとげている。このマイクロコンピュータ６
２を含む回路の動作を説明するためのフローチャートが
、第８Δ図、第８Ｂ図と第８ｃ図に示されている。

第７図におい−Ｃ１Ｃ１バカバスの第１の相φ１が、電
圧デバイダ６３を介して、方形波発生回路６４に印加さ
れ、線路６６に波形６５を出力する。

この線路６６はマイクロコンピュータ６２に接続され、
そこで周波数と位相を検知している。方形波発生ユニッ
ト６７を介して印加される線路５８からの帰還信号は、
マイクロコンピュータ６２において比較されるので、出
力の位相は、電力線周波数と正確に合わせられる。もし
も、このことが可能でないかあるいは必要ならば、ディ
ジタル入力６８が、他の所定の周波数あるいは必要とさ
れる周波数を発生させる。これは第２Ｃ図の自動車制御
に利用することができる。

１２８バイトを含むＲＯＭ６９は、正弦波の非常に厳密
なディジタル近似を提供している。これらの各バイトは
異なったアドレスにあり、カウンタ７１によって順次に
番地指定される。これは第５図に示した正弦波発生と同
じやり方である。

かくして、カウンタ７１のクロック周波数は、線路５８
に出力される正弦波の周波数を決定する。

これは、たとえば２４　Ｍ　Ｈｚのクロック発振器７３
のクロックを受けたダウン・カウンタ７２によつて決定
される。ダウン・カウンタ７２はマイクロコンピュータ
６２によって与えられた数からヵラン１〜・ダウンし、
その数によって分割していく。

らしもマイクロ丁」ンピューク６２が正弦波の周波数を
増加ＵじめＪ、うとするならば、デバイダすなわらダウ
ン・力１クンク７２には小さな数を設定し、周波数を減
少せしめようとするならば、大きな数を設定づることか
できる。通常は、マイクロコンピュータ６２は、線路６
Ｇの入力周波数の期間と線路７０からの出ツノ周波数の
期間を観察して、雨期間を等しくけしめる。ぞこで′、
一時的に出力周波数を増加必るいは減少せしめて完全な
フェーズ・［ｌツクをηる 最後に、ＲＯＭ　６９の正弦波出力は、乗算Ｄ／Ａ変換
器７４においで処理されて、そこ−Ｃはマイク１−１」
ンビー１−タロ２の線路６０からの直流参照電１１−Ｖ
　　　（Ｄ　Ｃ）が、ディジタルＰｌ＋−によっｃｆ で供給さｈるノ丁−ズ・ロックされた周波数の信号に東
ＷされＣ，線路５５Ｂの出力電圧の振幅を決定りる。

第ε３△、ＢＥ’、、８Ｃ（８Ｃ１，８Ｃ２＞と８Ｄ（
８Ｄ　１．ε’ｉ　Ｄ　２　、ε３Ｄ３）図は、マイク
ロブ′ロセツサ６２の動作のフローヂャ−１〜である。

事実上、第８Ｃ図（第８Ｄ図のサブルーチンを有してい
る〉のフローヂ℃７−１〜によって示されｌこメイン・
ループがあり、第８Ｂ図に示した３つの実時間割り込み
駆動処理を並行して走らせている。一般に、第８Ｃ図の
メイン・ループは、システムにおける最も高度なレベル
の制御を行う。たとえば、その制御は、線路６６（第７
図）の入力信号が特定したロック範囲にあるか否かと、
所望の出力周波数に移行りることか必要か否かを決定し
ている。

第８Ｂ図に示した各割り込み処理は、メイン・ループの
ために（第８Ｄ図のサブルーチンに沿って）必要な計紳
の一部を実行してその決定をする。

第８Ｂ図の割り込みルーチンについて名トのへると、ブ
ロック１０１と１０２に）小ぺられだ割り込みルーチン
＃Ｏは、へ−トウ■−ア時間１）１上の各ソフ１〜つ丁
アｌ）開削をｊ日ツク′］０１に示したように計数値に
いたらしめ、いいかえるとタイムノアつ］へして、更新
している。ソフ１へウェア・タイマはタイムノアウド・
カウンタと周期（周波数）測定１１！１間１１１を含ん
でいる３゜ブ １」ツク１０３ど１０４に示された割り込み＃２は、入
力あるいは出力の正弦波において立上りエツジの各時間
を検出することを要求している。

これらの各時間を特定するのが、第７図にお（プるンイ
クロコンピュータ６２への線路６６と７０にＪ、って印
加される方形波である。このルーチンはてれらの立上り
エツジを比較し、位相差を得て、両正弦波の周期と周波
数を算出する。このようにして、ア゛イジタルＰＬＬの
基本的作用は実行される３、ざらに、割り込みルーチン
についてのべると１．１：た、ダウンカウンタ７２の更
新が、分割した値が出力された時に、このカウンタがロ
ードされる１１１能性を避（Ｊるためになされる。

最後に１，７　Ｄツク１０５と１０６として示され／＝
割り込みせ６リービス・ルーチンにおいて、このルーＪ
ンは、ホス１〜・］ンピ１−夕から新しい命令あるいは
符号を受（プ取るごとに、あるいはマ・ｒりＤ−１ンピ
ユータ６２白身から適当な入力を受り取ることに呼び出
される。このようにして、こ＝　　５２　− れは、たとえば第２Ｃ図の装置が、実際に自動中を駆動
し、入力周波数が連続的に変えられねばならない場所に
利用されているときに用いることができる。

かくして、このシステムには、同時に実行りる４つのに
たる任務かおる。まず（１）ラフ１〜ウエア・カウンタ
を更新リーること（割り込み＃Ｏ）、（２）入力および
出力の正弦波の周期（周波数〉を決定すること（割り込
み＃２）、（３）ホス１〜・コンピュータとの直列通信
を処理すること（割り込み＃６〉、（４〉入力正弦波に
周波数と〕ニーズをロックする機能を有するシステムの
り一部ての論理を実行し、あるいは所望のまたは所定の
動作周波数を決定すること、である。

第８Ａ図を若干説明すると、スデップ１００において、
最初に電源オンして処理がスフ−１へし、ブロック１０
７に示されるごとく、変数が初期化され、１１」ツク１
０８に示されるごとく、ソーノドウェア・り、イマが初
期化され、ブロック′１０９に示されるごとく、通イ５
ポー！〜が初期化され、１０ツク１１０においても高速
割り込みが初期化される３、てこで文字へで示されたよ
うに、第８Ｃ図（第８Ｃ１図、第８０２図）のメイン・
ループに移行づる３゜ このメイン・ループは、最初にブロック１１１にｄ３い
て、変えられたパラメータがあるかどうかを決定するこ
とをチェックする。これはステップ１１２において割り
込み＃６（第８Ｂ図）を介しで行われる。ステップ１１
２では、直列ポー１−から新しいパラメータが１ｌｐ３
られたかを調べる。これは、とくに割り込み＃６サービ
ス・ルーチンによって−なされる。ここ（′は、新パラ
メータ情報を格納り−るときに、この割り込み６サービ
ス・ルーチンは、ステップ１１２においてパラメータが
変化したことを示すフラグを立てる。

ゾ１」ツク１１３にお（プる次のステップは、所望の周
波数（合成波形）、あるいは所定の周波数（第７図のマ
イクロ］ンピ１−夕６２へのディジタル入力６８を参照
）のいずれが利用されるべきが、あるいは、どちらの入
力周波数にロックされるべきかを決定する。ブロック１
１４は所望の周波数に対する動作を提供し、周波数をロ
ックするために利用される機能をバイパスする。しかし
ながら、入力周波数がロックされねばな１うない場合に
は、ブロック１１６において、入力周波数が範囲内にあ
るかどうかを質問する。たとえば、その範囲は５５ない
し６５Ｈｚの間であり得る。

一般に、入力周波数が範囲内にあるか否かをたずねてい
るブロック１１６につづく機能によって示される結論は
、制御範囲にある限りは、入力周波数に追従することで
ある。このような制御範囲からひとたび外れると、ある
べき周波数の範囲内あるいは制御の範囲内に周波数をも
どすのに要する時間の間、ぞの制御範囲の限界点にとど
めておくことが要求される。一方入力周波数があるべぎ
周波数の範囲内にあり、それまではその範囲外にあった
と想定すると、入力周波数にロックするには一定の時間
持つことが必要である。

この一定の時間を要することは、どうしても必要があっ
て合成された周波数、あるいは所定の周一　　　〇　〇
　　　− 波数に電力線の周波数から切替えることに対して妨げと
なる。また逆に合成された周波数あるいは所定の周波数
から電力線の周波数に切替える場合も同様である。

入力周波数が“’ＹＥＳ”であるかどうかに応えること
を想定するとくブロック１１６Ｙ）、ブロック１１７に
おける質問は、入力が待ち時間経過範囲内にあったかを
たずねる。

いいかえると、ソフトウェア・カウンタはここでチェッ
クされる。もしも持ち時間が超過していないならば、そ
のとぎは、ブロック１１８において、所定の周波数が使
用される。しかしながら、もしも待ち時間が超過してい
ないならば、そのときはブロック１１９に示されたよう
に電力線周波数が使用される。

周波数があるべき範囲外であり、ブロック１１６の質問
が４４　ｎＯ１？で答えられた場合には、ブロック１２
０において、質問は入力は待ち時間経過範囲外かとたず
ねる。これは、もしも周波数の変化がほんの短期間に生
じたものであったならば、周波数を不必要に切替えるこ
とを防止するためである。かくして、もしも、ブロック
１２０によって示されたように待ち時間が超過していな
かったならば、直前の範囲内周波数が使われる。もしも
待ち時間が超過していたら、そのときは、ブロック１２
２に示したように、あらかじめ設定した所定周波数に移
行する。

次に、ブロック１２３において、出力プレー力が開いて
いるか否かを問う質問が示される。もし開いているなら
ば、このことは、何等かの新しい周波数にただちに移行
され得ることを意味する（ブロック１２４参照）。しか
しながら、もしも、負荷がかりられているならば、その
とぎは、あらかじめ定めた移行速度で、ブロック１２５
に示されたように新しい出力周波数に近づくことが必要
とされている。たとえば移行速度は０．１Ｈｚ／ｓｅｃ
ないし２　ＨＺ　／ｓｅｃに最大０　、１１−Ｉ　Ｚの
ステップで移行するように制限される。注目すべきこと
は、このような処理は、入力周波数にロックＪるが、所
定の周波数にロックするが、あるいはデ−ｆジタル入力
６８（第７図）によって決定されるよう４に全く任意の
周波数にロックすることを可能とすることである。

適当な周波数が決定された後、次の作業はブロック１２
６に示されており、ここでは位相ロックリブｆわ鼾）電
力線周波数に同期することが要求されているのが否かが
問われている。もしも要求されてい４デいならば、記弓
へのメイン・ループの最初にしどされる。もしも、位相
をロックすることが要求されでいるなら、そのとぎは記
号Ｂで表わされｌこフ土−ズ・（」ツク・ザブル−チン
に移行する。

この−〕］−ズ・［］ツク・サブルーチンは、第８１〕
図（第８１）１図、第８Ｄ２図、第８Ｄ３図）に示され
−Ｃいる。一般に、ひとたびパノノ周波数と出力周波数
とが一致すると、位相ロックは、出力周波数を１つり゛
かに調整することによってなし遂げら１′Ｌる。ぞれ（
、ぞの位相４；にゆるヤ）かに移行してへカイ１１″ｌ
づに一致りる。このすべてのことは、第８Ｄ図のルーチ
ンによってなされる。一般に、一旦２つの位相が合わけ
られると、第８Ｃ図のメイン・プログラム・ループへ戻
される３、かくして、入力信号への追従は継続する。

とくに、第８Ｄ図のフェース′・ロック・リーグルーチ
ンについて説明づ−ると、ブロック１２８にｄ３いて、
出力を変える準備がｆｄ、されでいるか否かを問う当然
の質問かなされる。ししも、出力を変える準椛がなされ
ているなら、ブロック１２９は、周波数が、まだあるべ
き周波数の範囲内にあるか否かをチェックし、もし、あ
るべき周波数の範囲内にあるのなら、ブロック１３０に
おいて、新しいパラメータが送られてきているか否かを
問う質問がなされる。もし、新しいパラメータが送られ
てきていないならば、プ゛ロツクコ３１において、位相
差はすで゛に許容範囲内にあるのかを質問する。

もしもＲ′［容範囲内にあるのであれば、ざらに作業を
する必要はなく、出力周波数はブロック１３２において
、リセツ１へされ、この状態はブロック′１３３でレッ
ｌへされ、第８０１図の記号へで示すメイン・ループに
戻される３゜ しかしながら、もしも、位相差か許容差内になく、位相
１］ツクの必要があるならば（ブロック１３１　Ｎ　＞
　、そのときには、ブロック１３４において、入力に対
り−る出力位相の進みを質問する。これＩＪ、　？Ｊ−
うべぎ位相ロックの最適方向を与える。こ、れは、１［
］ツク１３６の周波数減少おるいは１０ツク１３７の周
波数増加をもたらす。そこで、ブロック１３８にｄ３い
で、変更はあったかと質問する。。

一シシも、あらかじめ設定された時間内に変更かなされ
ていないならば、ブロック１４１において、１ヴ相エラ
ー・ヒラ１〜を設定すべく、１つの誤差時間ｈ１がブ１
」ツタ１３９において用意されている。

もしら、市らかしめ設定された時間内に変更がなされて
い４丁いときにＩｊｌ、メイン・ルーチンにもどされる
３４ もし乙、市らがしめ設定された時間内に変更がイｒされ
−（０たならば（／ロック１３８Ｙ）、新しい位相差が
ｆｌ」ツク］／１２において算出され、当然の質問が、
新しいパラメータについでと、周波数はなおあるぺさ範
囲内にとどＪ：っているか（もし範囲内にとどまってい
ないならばもどされる）についてブロック１４３と１４
１で問われる。そこでブロック１４６において、位相変
化の方向がチェックされる。もしも、この位相変化の方
向が不適当で必るならば、ブロック１／１７で逆転させ
られる。そこで、ループはブロック１３１に完全にもど
り、そこでは、もしも必要があるならば、位相が階段状
に変化することを継続することが再び実行される（ブロ
ック１３２，１３３＞。もしも必要でないならば（ブロ
ック１３１Ｙ）、メイン・プールへ戻される（ブロック
１３２，１３３＞総合すると、ディジタルＰＬＬは正確
で制御可能な周波数追従と位相ロッキングを、アナ］コ
グ帰遠回路よりも著るしく速い応答速度で提供し、アナ
ログ回路に本質的にあるオーバーシコー１へあるいはア
ンダーシュー１へも生ずることかなく、そこでは移行速
度と所定の周波数と１」ツクーリーベき周波数範囲がデ
ィジタル的にプログラム「Ｕ能で゛ある。

本発明の電源装置は、とくに、入力電源とじで商用交流
電源が使用されるような、交流あるいは直流の用途に有
用である。最も人手し易い電源ユニッ１〜．１なわち、
交流電源を直流にする電源ユニットは、たとえばターン
オン時間が位相制御されているＳＣＲを使用しているシ
ステムでは、そこから大きく歪んだ電流を流しているか
らである。

この歪は、仙の利用中のシステムの正常な動作を妨げる
可能性がある。本発明によって用いられているごときパ
ルス幅変調技術を使用することによって、出力段すなわ
ち直流から交流にする段、また、入力段すなわち交流か
ら直流にする段、そればかりか逆の態様においても、前
）本の歪は除去される。ざらに、入力段用にパルス幅変
調信号を発生するための電流モード制御技術を使用する
ことによって、ある種の電流が、利用する入力線路上に
プログラム可能である。たとえば、正弦波から三角波や
方形波に変換するというように。

かくして改良された無瞬断電源装置とパワー・モジュー
ルが提供されることになった。

［発明の効果］ 以上の説明から明らかなように、本発明によるならば、
低周波トランスを用いることなく冗長性をもたけた広範
囲の入力および出力周波数に対応できる小型の電源装置
を可能とした。

これを実現するためにＰＬＬを用いたＰＷＭによる高速
のスイッチングが用いられ、さらに高速低耐圧のＦＥ王
と低速高耐圧のバイポーラ・トランジスタによるカスコ
ード接続されたスイッチと、このスイッチを駆動する比
例駆動と、蓄積電倚除去と、デユーティ・サイクルを９
０％まで上げる短期間のリレットと、サージ電流から保
護するスナバ−を用いたために、オーバーシュー１〜や
アンダシュートなく新しい周波数に移行することを可能
とし、３％以下という極めて低歪みの交流入出力を高信
頼性をもって実現した。

さらに、Ａ（、−ＤＣ，ＤＣ−ＡＣおよびコンデンサや
電池の部分を小型のパワー・モジュールとして、電力需
給状態に合わせて何等の支障もなく、無瞬断のまま切り
離し、あるいは負荷することを可能としたから、極めて
高い効率で冗長性おるシステムの構築が可能となり、設
備に合わせて設計する必要もなくなったから、大幅な］
ストダウンを可能とした。

本発明を電気自動車に用いるならば、交流モータに最も
効率の良い周波数を常に供給することができるので極め
て効果的である。

したがって、本発明の効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例である電源装置のブロック
構成図、 第２図は、第１図のパワー・モジュールの構成図、 第２Ａ図は、第２図のパワー・モジュールの詳細な回路
図、 第２Ｂ図は、第２図の追加変形のブロック構成図、 第２Ｃ図は、本発明の実施例である電気自動車の１０ツ
ク構成図、 第３Ａ図から第３に図は、本電源装置にお【プる各種の
駆動信号を説明するための波形図、第４図と第４Ａ図は
、第２Ａ図のさらに詳細な回路図、 第５図は第１図の一部をなす入力制御ユニットの詳細な
回路ブロック構成図、 第６図は、第１図の一部をなず出力制御ユニットの詳細
な回路ブロック構成図、 第７図は、第６図の一部をなＪディジタルＰ「［の回路
ブロック構成図、 第８Ａ図は第７図のマイクロコンピコ、−タの動作スタ
ートを示すフローチャート、 第８Ｂ図は第７図のマイクロコンピュータの動作中に発
生する割り込み処理を示すフローチャー一１〜、 第８０１図および第８０２図は第７図のマイクロ］ンピ
１−タの動作のメイン・ループを示すフローチャー１〜
、 第８Ｄ１図、第８Ｄ２図および第８Ｄ３図はメイン・ル
ープにおけるフェーズ・ロック・υブルーチンを示すノ
ロ−チャー１〜である。 １０・・・パワー・モジュール １１・・・入力バス　　　　１２・・・出力バス１３・
・・制御バス １４・・・人出力制御ユニツ１へ １４′・・・制御ユニツ１〜 １５・・・高周波フィルタ １６・・・電圧トランス １７・・・ＡＣ−ＤＣ］ンバータ １７′・・・高周波］ンバータ １７△・・・−４二部スイッチング・レベル１７Ｂ・・
・下部スイッチング・レベル１８．１９・・・無瞬断モ
ジュール ２０・・・直流リンク ２１・・・ＤＣ−へ〇インバータ ２１′・・・高周波インバータ ２１△・・・上部スイッチング・レベル２１Ｂ・・・下
部スイッチング・レベル２３．２４・・・巻線 ２５・・・１）Ｃ−ＤＣユニツ１〜 ２６・・・谷線　　　　　　２７・・・コア３４・・・
バッファ　　　　３７・・・カウンタ３８−ＲＯＭ　　
　　　　３９　・・・乗ＲＤ　／　Ａ　変換”５ｉ４１
・・・線路　　　　　　４２・・・Ｉンパレータ４３・
・・ＤＣバス電圧 ４４・・・直流参照電圧４４ ４６・・・出力線路　　　　４８・・・電流検出トラン
ス４９・・・マイクロプロセッサ ５４・・・オペアンプ　　　５６・・・線路５７・・・
ディジタルＰＬＬ ５８・・・線路５８　　　５９・・・］ンパレータ６２
・・・マイクロコンピュータ ６３・・・電圧デバイダ　　６４・・・方形波発生回路
６５・・・波形　　　　　　６６・・・線路６７・・・
方形波発生ユニツ１へ ６８・・・ディジタル入力 ６９・・・ＲＯＭ　　　　　　７０・・・線路７３・・
・クロック発振器 ７４・・・乗算Ｄ／△変換器 ８１・・・線路　　　　　　８２・・・りＬ１ツク発牛
器８３・・・ロジック・ユニツ！〜 ８／′ｌ・・・出力　　　　　　８５・・・出力８６・
・・ノイルタ　　　　８７・・・電圧制御発振器８８・
・・位相比較器　　　９０・・・出力。

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流を直流に変換するためのパルス幅変調された
   スイッチによってスイッチされる入力スイッチ手段と、
   直流を交流に変換するためのパルス幅変調されたスイッ
   チによって制御された出力スイッチ手段とを含む前記多
   相交流と前記多相出力に並列に接続された複数の実質的
   に同一のスイッチ制御されるパワー・モジュールと、 前記実質的に同一のスイッチ制御されるパワー・モジュ
   ールの１つが残りの複数のスイッチ制御されるパワー・
   モジュールに悪影響を及ぼすことなくシステムから切り
   離すことができるように、前記パルス幅変調された信号
   によって前記スイッチ手段を駆動するための前記パワー
   ・モジュールから分離した入力及び出力制御手段 を具備した多相電力線交流を所望の多相出力に安定化し
   て変換することを特徴とする電子的電源装置。
2. （２）多相交流入力から、低周波トランス結合を用いる
   ことなく、多相交流出力に直接に、前記複数のスイッチ
   制御されるパワー・モジュールを通して電気的接続がな
   されている特許請求の範囲第１項記載の電子的電源装置
   。
3. （３）前記入力スイッチ手段が、ダイオードの組を有す
   る６個のダイオード・ブリッジを含み、これらのダイオ
   ードの組は共通点に一緒にして接続され、これらの共通
   点は前記多相交流電力線にインダクタを通して接続され
   、このインダクタは直流バスと戻り線路に接続された前
   記ダイオードの組の他方が接続され、前記ダイオードの
   おのおのが交流を直流に変換するための入力制御手段か
   らの前記パルス幅変調された信号によって駆動される並
   列バイパス・スイッチを有している 特許請求の範囲第１項記載の電子的電源装置。
4. （４）前記入力と出力スイッチ手段の間に直流バスと戻
   り線路とを設けて、前記直流バスと戻り線路の間にエネ
   ルギー蓄積手段を接続した特許請求の範囲第１項記載の
   電子的電源装置。
5. （５）前記出力制御手段が、 前記パルス幅変調されたスイッチ信号を発生するもので
   あり、出力正弦波電圧を入力正弦波電圧と比較するため
   のマイクロプロセッサ手段を含むディジタル位相ロック
   ループと、 前記マイクロプロセッサ手段によって駆動されるカウン
   タ手段と、 前記カウンタ手段によって番地指定される、連続した番
   地に正弦波の振幅を格納しておくためのメモリ手段と、 前記マイクロプロセッサ手段によって決定された周波数
   の正弦波を作成するための、前記メモリ手段によって駆
   動される乗算ディジタル・アナログ変換手段と を含む特許請求の範囲第１項記載の電子的電源装置。
6. （６）それぞれの前記スイッチ手段が、カスコード接続
   されたカスコード・スイッチを含むものである特許請求
   の範囲第１項記載の電子的電源装置。
7. （７）前記スイッチ手段に、スナバー手段を含み、この
   スナバー手段はターンオンの間に最少のエネルギーしか
   蓄積しない可飽和コアを有するインダクタを含む特許請
   求の範囲第１項記載の電子的電源装置。
8. （８）前記出力スイッチ手段が、 前記入力スイッチ手段と同様のバイパス・スイッチを有
   する６個のダイオード・ブリッジを含む特許請求の範囲
   第３項記載の電子的電源装置。
9. （９）前記多相電力線の入力電流を検知するための手段
   を含み、前記入力制御手段が、電流モード制御によって
   前記パルス幅変調された信号を発生するために、前記入
   力電流に応答するものである特許請求の範囲第３項記載
   の電子的電源装置。
10. （１０）前記直流バスと前記戻り線路との間に接続され
    た静電容量エネルギー蓄積手段を含む特許請求の範囲第
    ５項記載の電子的電源装置。
11. （１１）前記マイクロプロセッサ手段が、 前記電力線の周波数または所定の入力周波数に選択的に
    応答するものであり、前記電力線の周波数と所定の周波
    数との間を移行するための手段を含むものである特許請
    求の範囲第５項記載の電子的電源装置。
12. （１２）前記マイクロプロセッサ手段が、 もしも前記電力線の周波数が動作範囲外にはずれるなら
    ば、所定の周波数にロックされるような周波数動作範囲
    を提供するものである特許請求の範囲第５項記載の電子
    的電源装置。
13. （１３）前記カスコード・スイッチが、 それぞれ、高速スイッチ速度を有する比較的低い電圧に
    耐える電界効果トランジスタに接続されたエミッタを有
    する高い電圧に耐える比較的低いスイッチ速度を有する
    バイポーラ・トランジスタを含むものである特許請求の
    範囲第６項記載の電子的電源装置。
14. （１４）前記カスコード・スイッチが、 比例ベース駆動手段を含むものである特許請求の範囲第
    ６項記載の電子的電源装置。
15. （１５）前記カスコード・スイッチが、 不飽和クランプ手段を含むものである特許請求の範囲第
    ６項記載の電子的電源装置。
16. （１６）前記カスコード・スイッチが、 前記バイポーラ・トランジスタ用のターンオン・ベース
    電流のレベルを制御するための入力手段に含まれている
    特許請求の範囲第１３項記載の電子的電源装置。
17. （１７）前記比例ベース駆動手段が、 前記バイポーラ・トランジスタに比例ベース電流を供給
    するためのトランス手段を含むものである特許請求の範
    囲第１４項記載の電子的電源装置。
18. （１８）前記トランス手段の動作周波数の周期の１０％
    またはそれ以下の範囲で前記トランス手段をリセットす
    るための手段を含んでいる特許請求の範囲第１７項記載
    の電子的電源装置。
19. （１９）前記リセット手段が、 前記トランス手段上の巻線と、前記トランス手段の磁界
    を周期的に反転するために前記巻線にリセット・パルス
    を供給するための手段とを含むものである特許請求の範
    囲第１８項記載の電子的電源装置。
20. （２０）交流電源から調整された無瞬断の電力を供給す
    るためのパワー・モジュール形式の電子的電源装置にお
    いて、 交流を直流に変換するための前記交流電源に結合される
    べく付加された入力スイッチ手段と、前記調整された電
    力を供給するために前記直流から交流に転換するための
    出力スイッチ手段と、前記入力および出力スイッチ手段
    が、それぞれ、高速スイッチ速度を有する比較的低い電
    圧に耐える電界効果トランジスタに接続されたエミッタ
    を有する高い電圧に耐える比較的遅いスイッチ速度を有
    するバイポーラ・トランジスタを具備するカスコード接
    続されたカスコード・スイッチを含んでいることを特徴
    とするパワー・モジュール形式の電子的電源装置。
21. （２１）前記カスコード・スイッチが、 前記バイポーラ・トランジスタに比例ベース電流を供給
    するためのトランス手段と、前記トランス手段上の巻線
    を含むリセット手段とを含む比例ベース駆動手段と、 高いデューティー・サイクルを維持するために、前記ト
    ランスの磁界を周期的に反転するために前記巻線にリセ
    ット・パルスを印加するための手段と を含む特許請求の範囲第２０項記載のパワー・モジュー
    ル形式の電子的電源装置。
22. （２２）交流電源から調整された無瞬断の電力を供給す
    るための電子的電源装置に使用するパワー・モジュール
    形式の電子的電源装置において、交流を直流に変換する
    ための前記交流電源に結合されるべく付加された入力ス
    イッチ手段と、前記調整された電力を供給するために前
    記直流から交流に転換するための出力スイッチ手段と、
    パルス幅変調スイッチによって制御される前記両スイッ
    チ手段と、 そして、前記パルス幅変調スイッチを駆動するための入
    力及び出力制御手段とがあり、前記入力制御手段が前記
    パルス幅変調スイッチを駆動するためのパルス幅変調信
    号を発生する前記交流電源の入力電流に応答する電流モ
    ード制御手段を含んでいることを特徴とするパワー・モ
    ジュール形式の電子的電源装置。
23. （２３）運搬具の誘導モータを制御可能に駆動するため
    の蓄電池からの直流電圧を調整された方法で所望の多相
    交流出力に変換するためのものであり、 前記直流を前記多相交流に変換するためのパルス幅変調
    されたスイッチによってスイッチされるスイッチ手段を
    具備し、 ここで、前記スイッチ手段がダイオードの組をなす６個
    のダイオード・ブリッジを含み、このダイオードの組は
    共通点に一緒にして接続され、これらの共通点は、前記
    多相交流出力に直流バスと戻り線路に接続された前記ダ
    イオードの組の他端とともに接続され、前記ダイオード
    のそれぞれが直流から交流に変換するためにパルス幅変
    調された信号によって駆動された並列のバイパス・スイ
    ッチを有するものであり、 前記パルス幅変調された信号を発生するためのディジタ
    ル位相ロック・ループを含む前記パルス幅変調された信
    号で前記スイッチ手段を駆動するための制御手段とを具
    備し、 ここで、前記ディジタル位相ロック・ループは、入力繰
    り返し信号に出力正弦波信号を比較するためのマイクロ
    プロセッサ手段と、前記マイクロプロセッサによって駆
    動されるカウンタ手段と、前記カウンタ手段によって番
    地指定される、連続した番地に正弦波の振幅を格納して
    おくためのメモリ手段と、前記マイクロプロセッサ手段
    によって決定された周波数の正弦波を作成するための前
    記メモリ手段によって駆動される乗算ディジタル・アナ
    ログ変換手段とを含むことを特徴とする運搬具用の電子
    的電源装置。
24. （２４）運搬具の誘導モータを制御可能に駆動するため
    の蓄電池からの直流電圧を調整された方法で所望の多相
    交流出力に変換するためのものであり、 前記直流を前記多相交流に変換するためのパルス幅変調
    されたスイッチによってスイッチされるスイッチ手段を
    具備し、 ここで、前記スイッチ手段がダイオードの組をなす６個
    のダイオード・ブリッジを含み、このダイオードの組は
    共通点に一緒にして接続され、これらの共通点は、前記
    多相交流出力に直流バスと戻り線路に接続された前記ダ
    イオードの組の他端とともに接続され、前記ダイオード
    のそれぞれが直流から交流に変換するためにパルス幅変
    調された信号によって駆動された並列のバイパス・スイ
    ッチを有するものであり、 前記スイッチ手段が、カスコード接続されたスイッチを
    含んでおり、このカスコード接続されたスイッチは、高
    速スイッチ速度を有する比較的低い電圧に耐える電界効
    果トランジスタに接続されたエミッタを有する高い電圧
    に耐える比較的遅いスイッチ速度を有するバイポーラ・
    トランジスタを具備するカスコード接続されたスイッチ
    を含んでいることを特徴とする運搬具用の電子的電源装
    置。