JPS6223322A - アクテイブフイルタ - Google Patents
アクテイブフイルタInfo
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- JPS6223322A JPS6223322A JP60159181A JP15918185A JPS6223322A JP S6223322 A JPS6223322 A JP S6223322A JP 60159181 A JP60159181 A JP 60159181A JP 15918185 A JP15918185 A JP 15918185A JP S6223322 A JPS6223322 A JP S6223322A
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- harmonic
- power system
- current
- harmonic current
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明は、電力系統から高調波発生負荷へ給電する際
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影ツを及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影ツを及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
従来の技術
電流形インバータを用いた従来のアクティブフィルタは
、追従性が良く、高次高調波まで補償が可能であると考
えられる。また、注入回路を用いたアクティブフィルタ
は、注入回路のりアクタンスを適正に設定することによ
り、インバータに電力系統の基本波電圧が加わらず、イ
ンバータ容量の低減とそれによる運転ロスの低減を可能
にし、またインバータと注入回路との間に介在するｌＥ
！ＰＩ波トランストランス絡やインバータのアーム短絡
が万−生じても注入回路のインピーダンスによって電流
が制限されるという利点がある。
、追従性が良く、高次高調波まで補償が可能であると考
えられる。また、注入回路を用いたアクティブフィルタ
は、注入回路のりアクタンスを適正に設定することによ
り、インバータに電力系統の基本波電圧が加わらず、イ
ンバータ容量の低減とそれによる運転ロスの低減を可能
にし、またインバータと注入回路との間に介在するｌＥ
！ＰＩ波トランストランス絡やインバータのアーム短絡
が万−生じても注入回路のインピーダンスによって電流
が制限されるという利点がある。
ところが、注入回路および電流形インバータの両方を用
いたアクティブフィルタは、インバータ出力電流と、系
統電流との間に振幅１位相のずれがあるため、この補正
を演算回路で行わせる必要がある。
いたアクティブフィルタは、インバータ出力電流と、系
統電流との間に振幅１位相のずれがあるため、この補正
を演算回路で行わせる必要がある。
具体的には、第６図に示すように、電力系統１から給電
される高調波発生負荷２に流れる負荷電２ｉｔＩＬ中の
高調波電流■Ｉ−ｎ （ｎ次調波成分）を変流器１４
および基本波除去フィルタ（ノンチフィルタ）１５を介
して検出し、この高調波電流＋ｔ、ｎの検出値に基づい
て制御回路１６によって基準信号■ｃ′を作成し、この
基準信号■。１に基づいてＰＷＭ方式の電流形インバー
タ１７をスイッチングすることによりインバータ電流Ｉ
Ｃをインピーダンス素子３Ａ、３Ｂ（インピーダンス２
、．２２）からなる注入回路３を介して注入するように
なっている。なお、同図において、Ｚ。
される高調波発生負荷２に流れる負荷電２ｉｔＩＬ中の
高調波電流■Ｉ−ｎ （ｎ次調波成分）を変流器１４
および基本波除去フィルタ（ノンチフィルタ）１５を介
して検出し、この高調波電流＋ｔ、ｎの検出値に基づい
て制御回路１６によって基準信号■ｃ′を作成し、この
基準信号■。１に基づいてＰＷＭ方式の電流形インバー
タ１７をスイッチングすることによりインバータ電流Ｉ
Ｃをインピーダンス素子３Ａ、３Ｂ（インピーダンス２
、．２２）からなる注入回路３を介して注入するように
なっている。なお、同図において、Ｚ。
は電力系統１の背後インピーダンス、■３は系統電流で
ある。
ある。
また、インピーダンス素子３Ａは、コンデンサＣ１で構
成され、インピーダンス素子３Ｂは、コンデンサＣ２お
よびリアクトルＬ２の直列回路で構成され、インピーダ
ンス２．．２２はそれぞれＺｌ −−Ｊ ｘｃ Ｉ Ｚ２″″ｊＸＬ ２ Ｊ Ｘ Ｃ２ である。
成され、インピーダンス素子３Ｂは、コンデンサＣ２お
よびリアクトルＬ２の直列回路で構成され、インピーダ
ンス２．．２２はそれぞれＺｌ −−Ｊ ｘｃ Ｉ Ｚ２″″ｊＸＬ ２ Ｊ Ｘ Ｃ２ である。
１８は高調波トランスである。
以下、より詳しく説明する。第６図の回路においては、
インバータ出力電流■。の電力系統１に注入される比率
と位相が周波数によって変化するため、アクティブフィ
ルタとしてはつぎのような補正が必要である。
インバータ出力電流■。の電力系統１に注入される比率
と位相が周波数によって変化するため、アクティブフィ
ルタとしてはつぎのような補正が必要である。
高調波発生負荷２は、ｎ次の高調波電流ＩＬｎの電流源
と考えられるので、高調波電流ＩＬｎおよびインバータ
出力電流■。の電力系統１へ分流分がそれぞれ打ち消し
合って、電力系統１のｎ次の高調波電流■、。を零にす
れば、高調波補償ができる。すなわち、 ・・・・・・・・・（１） となるようにインバータ出力電流■。を設定すると高調
波補償が実現できる。
と考えられるので、高調波電流ＩＬｎおよびインバータ
出力電流■。の電力系統１へ分流分がそれぞれ打ち消し
合って、電力系統１のｎ次の高調波電流■、。を零にす
れば、高調波補償ができる。すなわち、 ・・・・・・・・・（１） となるようにインバータ出力電流■。を設定すると高調
波補償が実現できる。
したがって、電流形インバータ１７のＰＷＭ変調のため
の基準信号として、 を用いれば良い、注入回路３の伝達関数は固定と考えら
れるため、系統側インピーダンスの影響を受けず、電流
形インバータ１７を直接電力系統１に接続したのと同じ
効果が得られる。
の基準信号として、 を用いれば良い、注入回路３の伝達関数は固定と考えら
れるため、系統側インピーダンスの影響を受けず、電流
形インバータ１７を直接電力系統１に接続したのと同じ
効果が得られる。
制御回路１６は、第７図に示すように、基本波を除去し
対象となる高調波成分を抽出する基本波除去フィルタ１
５の出力を Ｚ１＋２２ なる伝達関数をもつ伝達関数部１６Ａに通すことで基準
信号ＩＣ１を作り、この基準信号■ｃ′と搬送波（三角
波など）ＩｃＲとを比較器１６Ｂで比較してＰＷＭ変調
波を作り、このＰＷＭ変調波に基づいて電流形インバー
タ１７の各アームのスイッチング素子をオンオフ制御す
ることにより、ＰＷＭ変調波と相似な波形のインバータ
電流ＩＣを流すようになっている。
対象となる高調波成分を抽出する基本波除去フィルタ１
５の出力を Ｚ１＋２２ なる伝達関数をもつ伝達関数部１６Ａに通すことで基準
信号ＩＣ１を作り、この基準信号■ｃ′と搬送波（三角
波など）ＩｃＲとを比較器１６Ｂで比較してＰＷＭ変調
波を作り、このＰＷＭ変調波に基づいて電流形インバー
タ１７の各アームのスイッチング素子をオンオフ制御す
ることにより、ＰＷＭ変調波と相似な波形のインバータ
電流ＩＣを流すようになっている。
第８図は、基準信号■。１と搬送波Ｉ。Ｒとインバータ
電ｖｔ１ ｃとの各波形を示している。
電ｖｔ１ ｃとの各波形を示している。
発明が解決しようとする問題点
ところで、上記注入回路３のインピーダンス素子３Ａ、
３ＢのインピーダンスＺ２は、電力系統ｌの基本波電圧
が電流形インバータ１７に加えられないようにするため
に、 Ｚ２ ＝ｊＸＬ２ ＪＸＣ２＝Ｏ−・・・・・・・
・（３）あるいは Ｚ２＃０ ・・・・・・・・
・（４）となるように設定しているため、第（２）式の
値が基本波あるいは基本波付近の周波数成分で葬常に大
きくなる。すなわち、この制御回路１６は、基本波まわ
りの周波数成分を大きく拡大し、基本波除去フィルタ９
．１１の能力が不十分な場合にこれが電流形インバータ
１７の出力に現われるため、アクティブフィルタとして
の高調波補償能力を低減させるおそれがあった。
３ＢのインピーダンスＺ２は、電力系統ｌの基本波電圧
が電流形インバータ１７に加えられないようにするため
に、 Ｚ２ ＝ｊＸＬ２ ＪＸＣ２＝Ｏ−・・・・・・・
・（３）あるいは Ｚ２＃０ ・・・・・・・・
・（４）となるように設定しているため、第（２）式の
値が基本波あるいは基本波付近の周波数成分で葬常に大
きくなる。すなわち、この制御回路１６は、基本波まわ
りの周波数成分を大きく拡大し、基本波除去フィルタ９
．１１の能力が不十分な場合にこれが電流形インバータ
１７の出力に現われるため、アクティブフィルタとして
の高調波補償能力を低減させるおそれがあった。
例えば、高調波発生負荷２がサイクロコンバータのよう
に電力系統１の基本波近くの高調波成分を含んでいる場
合に上記の問題が発生する。
に電力系統１の基本波近くの高調波成分を含んでいる場
合に上記の問題が発生する。
この発明は、上記した問題点に鑑みてなされたもので、
電力系統の基本波付近の周波数成分が出力に多く現われ
るのを防止することができるアクティブフィルタを提供
することを目的とする。
電力系統の基本波付近の周波数成分が出力に多く現われ
るのを防止することができるアクティブフィルタを提供
することを目的とする。
問題点を解決するための手段
この発明のアクティブフィルタは、電力系統とこの電力
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前記高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調波
電流をキャンセルするための高調波Ｔｉ？１を前記電力
系統に注入するアクティブフィルタであって、前記電力
系統に接続された第１および第２のインピーダンス素子
の直列回路からなる注入回路と、前記高調波発生負荷か
ら前記電力系統に流れる高調波？ｌｔｉを検出する負荷
用高調波電流検出回路と、前記注入回路から前記電力系
統に流れる高調波電流を検出する注入回路用高調波電流
検出回路と、負の所定値を下側しきい値とするとともに
正の所定値を上側しきい値とし前記負荷用高調波電流検
出回路および注入回路用高調波電流検出回路によって検
出された画商調波電流の和を入力とするヒステリシスコ
ンパレータと、前記注入回路の第１および第２のインピ
ーダンス素子の接続点に出力電圧を印加するようになし
前記ヒステリシスコンパレータの出力に応じて前記画商
調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ
前記画商調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチン
グ素子をオンオフする電圧形インバータとを備える構成
にしたものである。
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前記高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調波
電流をキャンセルするための高調波Ｔｉ？１を前記電力
系統に注入するアクティブフィルタであって、前記電力
系統に接続された第１および第２のインピーダンス素子
の直列回路からなる注入回路と、前記高調波発生負荷か
ら前記電力系統に流れる高調波？ｌｔｉを検出する負荷
用高調波電流検出回路と、前記注入回路から前記電力系
統に流れる高調波電流を検出する注入回路用高調波電流
検出回路と、負の所定値を下側しきい値とするとともに
正の所定値を上側しきい値とし前記負荷用高調波電流検
出回路および注入回路用高調波電流検出回路によって検
出された画商調波電流の和を入力とするヒステリシスコ
ンパレータと、前記注入回路の第１および第２のインピ
ーダンス素子の接続点に出力電圧を印加するようになし
前記ヒステリシスコンパレータの出力に応じて前記画商
調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ
前記画商調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチン
グ素子をオンオフする電圧形インバータとを備える構成
にしたものである。
作用
このように、この発明のアクティブフィルタは、高調波
発生負荷の高調波電流（目標電流値）と注入回路の高調
波電流（出力電流値）とを検出し、両高調波電流の和の
レベルおよび極性をヒステリシスコンパレータにより判
定し、ヒステリシスコンパレータの判定出力に応じて画
商調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞ
れ前記画商調波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形イ
ンバータのスイッチング素子をオンオフすることによっ
て、高調波発生負荷の高調波電流を補償するための高調
波電流を注入回路に流すようにしたため、電圧形インバ
ータに対してスイッチング信号を与える回路部分には、
注入回路の伝達関数を演算する回路を不要にすることが
でき、すなわち、従来例のような （以下余白） Ｚ、＋２２ の演算を行う回路をなくすことができ、電力系統の基本
波付近の周波数成分を電圧形インバータが多く出力する
のを防止することができる。
発生負荷の高調波電流（目標電流値）と注入回路の高調
波電流（出力電流値）とを検出し、両高調波電流の和の
レベルおよび極性をヒステリシスコンパレータにより判
定し、ヒステリシスコンパレータの判定出力に応じて画
商調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞ
れ前記画商調波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形イ
ンバータのスイッチング素子をオンオフすることによっ
て、高調波発生負荷の高調波電流を補償するための高調
波電流を注入回路に流すようにしたため、電圧形インバ
ータに対してスイッチング信号を与える回路部分には、
注入回路の伝達関数を演算する回路を不要にすることが
でき、すなわち、従来例のような （以下余白） Ｚ、＋２２ の演算を行う回路をなくすことができ、電力系統の基本
波付近の周波数成分を電圧形インバータが多く出力する
のを防止することができる。
実施例
この発明の一実施例を第１図ないし第５図に基づいて説
明する。このアクティブフィルタは、注入回路と電圧形
インバータとを組合せて構成され、電圧形インバータを
電流制御モードで運転し、かつ高浦波発生負荷の高調波
電流と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によ
って電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制
御するものである。
明する。このアクティブフィルタは、注入回路と電圧形
インバータとを組合せて構成され、電圧形インバータを
電流制御モードで運転し、かつ高浦波発生負荷の高調波
電流と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によ
って電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制
御するものである。
すなわち、このアクティブフィルタは、第１図に示すよ
うに、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィル夕であって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子３Ａ、３Ｂの直列
回路からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から
前記電力系統ｌに流れる高調波電流を検出する負荷用高
調波電流検出回路４と、前記注入回路３から前記電力系
統１に流れる高調波ｔ；ｉを検出する注入回路用高調波
電流検出回路５と、負の所定値を下側しきい値とすると
ともに正の所定値を上側しきい値とし前記負荷用高調波
電流検出回路４および注入回路用高調波電流検出回路５
によって検出された両高調波電流の和を入力とするヒス
テリシスコンパレータ６と、前記注入回路３の第１およ
び第２のインピーダンス素子３Ａ、３Ｂの接続点に出力
電圧を印加するようになし前記ヒステリシスコンパレー
タ６の出力に応じて前記両高調波電流の和が両極性の所
定値を超えたときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼ
ロに近づく方向にスイッチング素子をオンオフする電圧
形インバータ７とを備える構成にしたものである。
うに、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィル夕であって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子３Ａ、３Ｂの直列
回路からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から
前記電力系統ｌに流れる高調波電流を検出する負荷用高
調波電流検出回路４と、前記注入回路３から前記電力系
統１に流れる高調波ｔ；ｉを検出する注入回路用高調波
電流検出回路５と、負の所定値を下側しきい値とすると
ともに正の所定値を上側しきい値とし前記負荷用高調波
電流検出回路４および注入回路用高調波電流検出回路５
によって検出された両高調波電流の和を入力とするヒス
テリシスコンパレータ６と、前記注入回路３の第１およ
び第２のインピーダンス素子３Ａ、３Ｂの接続点に出力
電圧を印加するようになし前記ヒステリシスコンパレー
タ６の出力に応じて前記両高調波電流の和が両極性の所
定値を超えたときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼ
ロに近づく方向にスイッチング素子をオンオフする電圧
形インバータ７とを備える構成にしたものである。
この場合、注入回路３の第１のインピーダンス素子３Ａ
はコンデンサ（−ｉＸｃｌ）Ｃ１で構成され、第２のイ
ンピーダンス素子３ＢはコンデンサＣ２およびリアクト
ルＬ２の直列回路（ｊＸＬ□−ｊＸ（２）で構成され、
第２のインピーダンス素子３ＢのインピーダンスＺ２は
、電力系統１の基本波に対し、 ｚ２雪０ または Ｚ２＃０ となるように選ばれている。
はコンデンサ（−ｉＸｃｌ）Ｃ１で構成され、第２のイ
ンピーダンス素子３ＢはコンデンサＣ２およびリアクト
ルＬ２の直列回路（ｊＸＬ□−ｊＸ（２）で構成され、
第２のインピーダンス素子３ＢのインピーダンスＺ２は
、電力系統１の基本波に対し、 ｚ２雪０ または Ｚ２＃０ となるように選ばれている。
負荷用高調波電流検出回路４は、変流器８と基本波除去
フィルタ９とで構成され、負荷電流■Ｌを変流器８で取
り出し、負荷電流ｉＬ中の基本波成分を基本波除去フィ
ルタ９で除去して高調波電流ｉいを抽出するようになっ
ている。
フィルタ９とで構成され、負荷電流■Ｌを変流器８で取
り出し、負荷電流ｉＬ中の基本波成分を基本波除去フィ
ルタ９で除去して高調波電流ｉいを抽出するようになっ
ている。
・また、注入回路用高調波電流検出回路５は、変流器ｉ
ｏと基本波除去フィルタ１１で構成され、注入回路３に
流れる電流ｉ。を変流器１０で取り出し、電流ｉ。中の
基本波成分を除去して高調波電流ｉｃｈを抽出するよう
になっている。
ｏと基本波除去フィルタ１１で構成され、注入回路３に
流れる電流ｉ。を変流器１０で取り出し、電流ｉ。中の
基本波成分を除去して高調波電流ｉｃｈを抽出するよう
になっている。
そして、上記基本波除去フィルタ９から出力される高調
波電流ｉいと基本波除去フィルタ１１から出力される高
調波型’ｌｊＬ ｉｃｈとが加算器１２によって加算さ
れ、この加算器１２の出力Δｉのレベルおよび極性の判
定をヒステリシスコンパレータ６で行うようになってい
る。
波電流ｉいと基本波除去フィルタ１１から出力される高
調波型’ｌｊＬ ｉｃｈとが加算器１２によって加算さ
れ、この加算器１２の出力Δｉのレベルおよび極性の判
定をヒステリシスコンパレータ６で行うようになってい
る。
上記ヒステリシスコンパレータ６は第２図に示すように
加算器１２の出力ΔｉがＩｏ／２（上側しきい値）を上
まわったときに出力レベルが低レベルから高レベルに変
化し、−１０／２ （下側しきい値）を下まわったとき
に出力レベルが高レベルから低レベルに変化するように
なっている。
加算器１２の出力ΔｉがＩｏ／２（上側しきい値）を上
まわったときに出力レベルが低レベルから高レベルに変
化し、−１０／２ （下側しきい値）を下まわったとき
に出力レベルが高レベルから低レベルに変化するように
なっている。
このヒステリシスコンパレータ１２の出力によって、第
３図に示す電圧形インバータ７の各スイッチング素子Ｑ
１〜Ｑ６をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に
流れる高調波電流ｉ＋ｈを補償するための高調波電流ｉ
。（ｉいと逆掻性）を注入回路３に流すことになる。
３図に示す電圧形インバータ７の各スイッチング素子Ｑ
１〜Ｑ６をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に
流れる高調波電流ｉ＋ｈを補償するための高調波電流ｉ
。（ｉいと逆掻性）を注入回路３に流すことになる。
第３図は３相の電圧形インバータ７の動作説明用回路図
を示している０図において、ＱｌおよびＣ２はＡ相のス
イッチング素子、Ｃ３およびＣ４はＢ相のスイッチング
素子、Ｃ５およびＣ６はＣ相のスイッチング素子、Ｅは
直流電源、Ｄ１〜Ｄ６はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に
逆並列接続したダイオード、１３は高調波トランスであ
る。
を示している０図において、ＱｌおよびＣ２はＡ相のス
イッチング素子、Ｃ３およびＣ４はＢ相のスイッチング
素子、Ｃ５およびＣ６はＣ相のスイッチング素子、Ｅは
直流電源、Ｄ１〜Ｄ６はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に
逆並列接続したダイオード、１３は高調波トランスであ
る。
第４図は、第１図の回路における各部の波形図（ｌ相分
のみ）であり、（Ａ）は系統電流１ｓを、（Ｂ）は負荷
電流ｆＬを、（Ｃ）は高調波電流ｉいを、（Ｄ）は高調
波電流＋ｃｈを示している。
のみ）であり、（Ａ）は系統電流１ｓを、（Ｂ）は負荷
電流ｆＬを、（Ｃ）は高調波電流ｉいを、（Ｄ）は高調
波電流＋ｃｈを示している。
第５図は、高調波電流ｉｃｈを拡大したものを示してい
るが、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
るが、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
ＩＣｈ〈Ｉｌｂ
の場合で、０点のように
Δｉ −−（１／ ２ ） Ｔ Ｏ
に達すると、ヒステリシスコンパレータ６の出力が低レ
ベルとなり、例えばＡ相の下アームのスイッチング素子
Ｑ２をオンにさせる。
ベルとなり、例えばＡ相の下アームのスイッチング素子
Ｑ２をオンにさせる。
この結果、高調波電流ＩＣｋが増加してｉｃｈ＞−４い
となる。この後、■点のようにΔｉ＝ （１／２）Ｉ
。
となる。この後、■点のようにΔｉ＝ （１／２）Ｉ
。
に達すると、ヒステリシスコンパレータ６の出力が高レ
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Ｑ１をオンにさせる。この結果、高調波電流１ｃｈが減
少して ！ｃｈ〈ｊｌｈ となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
ｉ。は、ＩＯの幅でジグザグに変化しながら高調波電流
−ｉ＋ｈに沿って変化することになる。
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Ｑ１をオンにさせる。この結果、高調波電流１ｃｈが減
少して ！ｃｈ〈ｊｌｈ となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
ｉ。は、ＩＯの幅でジグザグに変化しながら高調波電流
−ｉ＋ｈに沿って変化することになる。
なお、Ｂ相、Ｃ相についても同様である。
このように、この実施例は、高調波発生負荷２の高調波
電流■。と注入回路３の高調波電流■。。
電流■。と注入回路３の高調波電流■。。
の和のレベルおよび極性をヒステリシスコンパレータ７
で判定し、画商調波電流の和が両極性の所定値を超えた
ときにそれぞれ両筒調波？ｉｔｉの和がゼロに近づく方
向に電圧形インバータ７のスイッチング素子をオンオフ
制御して電力系統１に高調波電流が流出しないようにし
たため、電圧形イン・バータフに対してスイッチング信
号を与える回路部分には、注入回路３の伝達関数を演算
する回路を不要にすることができ、電力系統１の基本波
付近の周波数成分を電圧形インバータ７が多く出力する
のを防止することができる。
で判定し、画商調波電流の和が両極性の所定値を超えた
ときにそれぞれ両筒調波？ｉｔｉの和がゼロに近づく方
向に電圧形インバータ７のスイッチング素子をオンオフ
制御して電力系統１に高調波電流が流出しないようにし
たため、電圧形イン・バータフに対してスイッチング信
号を与える回路部分には、注入回路３の伝達関数を演算
する回路を不要にすることができ、電力系統１の基本波
付近の周波数成分を電圧形インバータ７が多く出力する
のを防止することができる。
また、電圧形インバータを電流制御形で使用する場合、
一定周波数のキャリアとの比較でスイッチング素子をオ
ンオフする方式では例えば３０度程度の位相遅れが生じ
るが、この実施例では、位相遅れがなく、瞬時応答が期
待できる。また、注入回路３によって、インバータ定格
の低減も可能である。
一定周波数のキャリアとの比較でスイッチング素子をオ
ンオフする方式では例えば３０度程度の位相遅れが生じ
るが、この実施例では、位相遅れがなく、瞬時応答が期
待できる。また、注入回路３によって、インバータ定格
の低減も可能である。
なお、上記実施例では、第２のインピーダンス素子３Ｂ
はコンデンサＣ２とリアクトルＬ２の直列回路であった
が、単にリアクトルのみである場合にも、この発明を適
用すれば、同様の効果が期待できる。
はコンデンサＣ２とリアクトルＬ２の直列回路であった
が、単にリアクトルのみである場合にも、この発明を適
用すれば、同様の効果が期待できる。
発明の効果
この発明のアクティブフィルタは、高調波発生負荷の高
調波電流（目標電流値）と注入回路の高調波電流（出力
電流値）とを検出し、両賞調波電流の和のレベルおよび
極性をヒステリシスコンパレークにより判定し、ヒステ
リシスコンパレークの判定出力に応じて画商調波電流の
和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前記画商調
波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータのス
イッチング素子をオンオフすることによって、高調波発
生負荷の高調波電流を補償するための高調波電流を注入
回路に流すようにしたため、電圧形インバータに対して
スイッチング信号を与える回路部分には、注入回路の伝
達関数を演算する回路を不要にすることができ、すなわ
ち、従来例のような Ｚｌ＋２２ の演算を行う回路をなくすことができ、電力系統の基本
波付近の周波数成分を電圧形インバータが多く出力する
のを防止することができる。
調波電流（目標電流値）と注入回路の高調波電流（出力
電流値）とを検出し、両賞調波電流の和のレベルおよび
極性をヒステリシスコンパレークにより判定し、ヒステ
リシスコンパレークの判定出力に応じて画商調波電流の
和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前記画商調
波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータのス
イッチング素子をオンオフすることによって、高調波発
生負荷の高調波電流を補償するための高調波電流を注入
回路に流すようにしたため、電圧形インバータに対して
スイッチング信号を与える回路部分には、注入回路の伝
達関数を演算する回路を不要にすることができ、すなわ
ち、従来例のような Ｚｌ＋２２ の演算を行う回路をなくすことができ、電力系統の基本
波付近の周波数成分を電圧形インバータが多く出力する
のを防止することができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図はヒステリシスコンパレータの動作特性図、第３
図は電圧形インバータの動作説明用回路図、第４図は第
１図の各部の波形図、第５図は同しく動作説明のための
拡大波形図、第６図は従来のアクティブフィルタの構成
を示すブロック図、第７図はその要部の詳細なブロック
図、第８図は第７図の各部の波形図である。 ■・・・電力系統、２・・・高調波発生負荷、３・・・
注入回路、３Ａ、３Ｂ・・・インピーダンス素子、４・
・・負荷用高調波電流検出回路、５・・・注入回路用高
調波電流検出回路、６・・・ヒステリシスコンパレータ
、７・・・電圧形インバータ １−一一電力挑 ７・−電Ｅ＠イ〉ｌマーク 第２図 第４図 第 ５ 図
第２図はヒステリシスコンパレータの動作特性図、第３
図は電圧形インバータの動作説明用回路図、第４図は第
１図の各部の波形図、第５図は同しく動作説明のための
拡大波形図、第６図は従来のアクティブフィルタの構成
を示すブロック図、第７図はその要部の詳細なブロック
図、第８図は第７図の各部の波形図である。 ■・・・電力系統、２・・・高調波発生負荷、３・・・
注入回路、３Ａ、３Ｂ・・・インピーダンス素子、４・
・・負荷用高調波電流検出回路、５・・・注入回路用高
調波電流検出回路、６・・・ヒステリシスコンパレータ
、７・・・電圧形インバータ １−一一電力挑 ７・−電Ｅ＠イ〉ｌマーク 第２図 第４図 第 ５ 図
Claims (1)
- 電力系統とこの電力系統より給電される高調波発生負荷
との間に設置されて前記高調波発生負荷から前記電力系
統へ流出する高調波電流をキャンセルするための高調波
電流を前記電力系統に注入するアクティブフィルタであ
って、前記電力系統に接続された第１および第２のイン
ピーダンス素子の直列回路からなる注入回路と、前記高
調波発生負荷から前記電力系統に流れる高調波電流を検
出する負荷用高調波電流検出回路と、前記注入回路から
前記電力系統に流れる高調波電流を検出する注入回路用
高調波電流検出回路と、負の所定値を下側しきい値とす
るとともに正の所定値を上側しきい値とし前記負荷用高
調波電流検出回路および注入回路用高調波電流検出回路
によって検出された両高調波電流の和を入力とするヒス
テリシスコンパレータと、前記注入回路の第１および第
２のインピーダンス素子の接続点に出力電圧を印加する
ようになし前記ヒステリシスコンパレータの出力に応じ
て前記両高調波電流の和が両極性の所定値を超えたとき
にそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向に
スイッチング素子をオンオフする電圧形インバータとを
備えたアクティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159181A JPH0744782B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159181A JPH0744782B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6223322A true JPS6223322A (ja) | 1987-01-31 |
| JPH0744782B2 JPH0744782B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=15688074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60159181A Expired - Lifetime JPH0744782B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744782B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117595266A (zh) * | 2024-01-18 | 2024-02-23 | 深圳市海思瑞科电气技术有限公司 | 基于apf装置的谐波治理方法、装置、设备及存储介质 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS563574A (en) * | 1979-06-20 | 1981-01-14 | Hitachi Ltd | Power source filter device |
-
1985
- 1985-07-18 JP JP60159181A patent/JPH0744782B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS563574A (en) * | 1979-06-20 | 1981-01-14 | Hitachi Ltd | Power source filter device |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117595266A (zh) * | 2024-01-18 | 2024-02-23 | 深圳市海思瑞科电气技术有限公司 | 基于apf装置的谐波治理方法、装置、设备及存储介质 |
| CN117595266B (zh) * | 2024-01-18 | 2024-03-26 | 深圳市海思瑞科电气技术有限公司 | 基于apf装置的谐波治理方法、装置、设备及存储介质 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0744782B2 (ja) | 1995-05-15 |
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