JPH0744782B2 - アクテイブフイルタ - Google Patents
アクテイブフイルタInfo
- Publication number
- JPH0744782B2 JPH0744782B2 JP60159181A JP15918185A JPH0744782B2 JP H0744782 B2 JPH0744782 B2 JP H0744782B2 JP 60159181 A JP60159181 A JP 60159181A JP 15918185 A JP15918185 A JP 15918185A JP H0744782 B2 JPH0744782 B2 JP H0744782B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- harmonic
- circuit
- power system
- harmonic current
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、電力系統から高調波発生負荷へ給電する際
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影響を及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影響を及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
従来の技術 電流形インバータを用いた従来のアクティブフィルタ
は、追従性が良く、高次高調波まで補償が可能であると
考えられる。また、注入回路を用いたアクティブフィル
タは、注入回路のリアクタンスを適正に設定することに
より、インバータに電力系統の基本波電圧が加わらず、
インバータ容量の低減とそれによる運転ロスの低減を可
能にし、またインバータと注入回路との間に介在する高
調波トランスの層間短絡やインバータのアーム短絡が万
一生じても注入回路のインピーダンスによって電流が制
限されるという利点がある。
は、追従性が良く、高次高調波まで補償が可能であると
考えられる。また、注入回路を用いたアクティブフィル
タは、注入回路のリアクタンスを適正に設定することに
より、インバータに電力系統の基本波電圧が加わらず、
インバータ容量の低減とそれによる運転ロスの低減を可
能にし、またインバータと注入回路との間に介在する高
調波トランスの層間短絡やインバータのアーム短絡が万
一生じても注入回路のインピーダンスによって電流が制
限されるという利点がある。
ところが、注入回路および電流形インバータの両方を用
いたアクティブフィルタは、インバータ出力電流と、系
統電流との間に振幅，位相のずれがあるため、この補正
を演算回路で行わせる必要がある。
いたアクティブフィルタは、インバータ出力電流と、系
統電流との間に振幅，位相のずれがあるため、この補正
を演算回路で行わせる必要がある。
具体的には、第６図に示すように、電力系統１から給電
される高調波発生負荷２に流れる負荷電流IL中の高調波
電流ILn（ｎ次調波成分）を変流器14および基本波除去
フィルタ（ノッチフィルタ）15を介して検出し、この高
調波電流ILnの検出値に基づいて制御回路16によって基
準信号IC *を作成し、この基準信号IC *に基づいてPWM方
式の電流形インバータ17をスイッチングすることにより
インバータ電流ICをインピーダンス素子3A,3B（インピ
ーダンスZ1，Z2）からなる注入回路３を介して注入する
ようになっている。なお、同図において、ZSは系統電流
である。
される高調波発生負荷２に流れる負荷電流IL中の高調波
電流ILn（ｎ次調波成分）を変流器14および基本波除去
フィルタ（ノッチフィルタ）15を介して検出し、この高
調波電流ILnの検出値に基づいて制御回路16によって基
準信号IC *を作成し、この基準信号IC *に基づいてPWM方
式の電流形インバータ17をスイッチングすることにより
インバータ電流ICをインピーダンス素子3A,3B（インピ
ーダンスZ1，Z2）からなる注入回路３を介して注入する
ようになっている。なお、同図において、ZSは系統電流
である。
また、インピーダンス素子3Aは、コンデンサC1で構成さ
れ、インピーダンス素子3Bは、コンデンサC2およびリア
クトルL2の直列回路で構成され、インピーダンスZ1，Z2
はそれぞれ Z1＝−jXC1 Z2＝jXL2−jXC2 である。
れ、インピーダンス素子3Bは、コンデンサC2およびリア
クトルL2の直列回路で構成され、インピーダンスZ1，Z2
はそれぞれ Z1＝−jXC1 Z2＝jXL2−jXC2 である。
18は高調波トランスである。
以下、より詳しく説明する。第６図の回路においては、
インバータ出力電流ICの電力系統１に注入される比率と
位相が周波数によって変化するため、アクティブフィル
タとしてはつぎのような補正が必要である。
インバータ出力電流ICの電力系統１に注入される比率と
位相が周波数によって変化するため、アクティブフィル
タとしてはつぎのような補正が必要である。
高調波発生負荷２は、ｎ次の高調波電流ILnの電流源と
考えられるので、高調波電流ILnおよびインバータ出力
電流ICの電力系統１へ分流分がそれぞれ打ち消し合っ
て、電力系統１のｎ次の高調波電流ISnを零にすれば、
高調波補償ができる。すなわち、 となるようにインバータ出力電流ICを設定すると高調波
補償が実現できる。
考えられるので、高調波電流ILnおよびインバータ出力
電流ICの電力系統１へ分流分がそれぞれ打ち消し合っ
て、電力系統１のｎ次の高調波電流ISnを零にすれば、
高調波補償ができる。すなわち、 となるようにインバータ出力電流ICを設定すると高調波
補償が実現できる。
したがって、電流形インバータ17のPWM変調のための基
準信号として、 を用いれば良い。注入回路３の伝達関数は固定と考えら
れるため、系統側インピーダンスの影響を受けず、電流
形インバータ17を直接電力系統１に接続したのと同じ効
果が得られる。
準信号として、 を用いれば良い。注入回路３の伝達関数は固定と考えら
れるため、系統側インピーダンスの影響を受けず、電流
形インバータ17を直接電力系統１に接続したのと同じ効
果が得られる。
制御回路16は、第７図に示すように、基本波を除去し対
象となる高調波成分を抽出する基本波除去フィルタ15の
出力を なる伝達関数をもつ伝達関数部16Aに通すことで基準信
号IC *を作り、この基準信号IC *と搬送波（三角波など）
ICRとを比較器16Bで比較してPWM変調波を作り、このPWM
変調波に基づいて電流形インバータ17の各アームのスイ
ッチング素子をオンオフ制御することにより、PWM変調
波と相似な波形のインバータ電流ICを流すようになって
いる。
象となる高調波成分を抽出する基本波除去フィルタ15の
出力を なる伝達関数をもつ伝達関数部16Aに通すことで基準信
号IC *を作り、この基準信号IC *と搬送波（三角波など）
ICRとを比較器16Bで比較してPWM変調波を作り、このPWM
変調波に基づいて電流形インバータ17の各アームのスイ
ッチング素子をオンオフ制御することにより、PWM変調
波と相似な波形のインバータ電流ICを流すようになって
いる。
第８図は、基準信号IC *と搬送波ICRとインバータ電流IC
との各波形を示している。
との各波形を示している。
発明が解決しようとする問題点 ところで、上記注入回路３のインピーダンス素子3A,3B
のインピーダンスZ2は、電力系統１の基本波電圧が電流
形インバータ17に加えられないようにするために、 Z2＝jXL2−jXC2＝０ ………（３） あるいは Z2≒０ ………（４） となるように設定しているため、第（２）式の値が基本
波あるいは基本波付近の周波数成分で非常に大きくな
る。すなわち、この制御回路16は、基本波まわりの周波
数成分を大きく拡大し、基本波除去フィルタ15の能力が
不十分な場合にこれが電流形インバータ17の出力に現わ
れるため、アクティブフィルタとしての高調波補償能力
を低減させるおそれがあった。
のインピーダンスZ2は、電力系統１の基本波電圧が電流
形インバータ17に加えられないようにするために、 Z2＝jXL2−jXC2＝０ ………（３） あるいは Z2≒０ ………（４） となるように設定しているため、第（２）式の値が基本
波あるいは基本波付近の周波数成分で非常に大きくな
る。すなわち、この制御回路16は、基本波まわりの周波
数成分を大きく拡大し、基本波除去フィルタ15の能力が
不十分な場合にこれが電流形インバータ17の出力に現わ
れるため、アクティブフィルタとしての高調波補償能力
を低減させるおそれがあった。
例えば、高調波発生負荷２がサイクロコンバータのよう
に電力系統１の基本波近くの高調波成分を含んでいる場
合に上記の問題が発生する。
に電力系統１の基本波近くの高調波成分を含んでいる場
合に上記の問題が発生する。
この発明は、上記した問題点に鑑みてなされたもので、
電力系統の基本波付近の周波数成分が出力に多く現われ
るのを防止することができるアクティブフィルタを提供
することを目的とする。
電力系統の基本波付近の周波数成分が出力に多く現われ
るのを防止することができるアクティブフィルタを提供
することを目的とする。
問題点を解決するための手段 この発明のアクティブフィルタは、電力系統とこの電力
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前記高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調波
電流をキャンセルするための高調波電流を前記電力系統
に注入するアクティブフィルタであって、前記電力系統
に接続された第１および第２のインピーダンス素子の直
列回路からなる注入回路と、基本波除去フィルタからな
り前記高調波発生負荷から前記電力系統に流れる高調波
電流を検出する負荷用高調波電流検出回路と、基本波除
去フィルタからなり前記注入回路から前記電力系統に流
れる高調波電流を検出する注入回路用高調波電流検出回
路と、負の所定値を下側しきい値とするとともに正の所
定値を上側しきい値とし前記負荷用高調波電流検出回路
および注入回路用高調波電流検出回路によって検出され
た両高調波電流の和を入力とするヒステリシスコンパレ
ータと、前記注入回路の第１および第２のインピーダン
ス素子の接続点に出力電圧を印加するようになし前記ヒ
ステリシスコンパレータの出力に応じて前記両高調波電
流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前記両
高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチング素子
をオンオフする電圧形インバータとを備え、前記第１の
インピーダンス素子をコンデンサで構成し、前記第２の
インピーダンス素子を基本波周波数にほぼ共振するコン
デンサおよびリアクトルの直列回路またはリアクトルで
構成したものである。
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前記高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調波
電流をキャンセルするための高調波電流を前記電力系統
に注入するアクティブフィルタであって、前記電力系統
に接続された第１および第２のインピーダンス素子の直
列回路からなる注入回路と、基本波除去フィルタからな
り前記高調波発生負荷から前記電力系統に流れる高調波
電流を検出する負荷用高調波電流検出回路と、基本波除
去フィルタからなり前記注入回路から前記電力系統に流
れる高調波電流を検出する注入回路用高調波電流検出回
路と、負の所定値を下側しきい値とするとともに正の所
定値を上側しきい値とし前記負荷用高調波電流検出回路
および注入回路用高調波電流検出回路によって検出され
た両高調波電流の和を入力とするヒステリシスコンパレ
ータと、前記注入回路の第１および第２のインピーダン
ス素子の接続点に出力電圧を印加するようになし前記ヒ
ステリシスコンパレータの出力に応じて前記両高調波電
流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前記両
高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチング素子
をオンオフする電圧形インバータとを備え、前記第１の
インピーダンス素子をコンデンサで構成し、前記第２の
インピーダンス素子を基本波周波数にほぼ共振するコン
デンサおよびリアクトルの直列回路またはリアクトルで
構成したものである。
作用 このように、この発明のアクティブフィルタは、高調波
発生負荷の高調波電流（目標電流値）と注入回路の高調
波電流（出力電流値）とを検出し、両高調波電流の和の
レベルおよび極性をヒステリシスコンパレータにより判
定し、ヒステリシスコンパレータの判定出力に応じて両
高調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞ
れ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形イ
ンバータのスイッチング素子をオンオフすることによっ
て、高調波発生負荷の高調波電流を補償するための高調
波電流を注入回路に流すようにしたため、電圧形インバ
ータに対してスイッチング信号を与える回路部分には、
注入回路の伝達関数を演算する回路を不要にすることが
でき、すなわち、従来例のような の演算を行う回路をなくすことができ、電力系統の基本
波付近の周波数成分を電圧形インバータが多く出力する
のを防止することができる。
発生負荷の高調波電流（目標電流値）と注入回路の高調
波電流（出力電流値）とを検出し、両高調波電流の和の
レベルおよび極性をヒステリシスコンパレータにより判
定し、ヒステリシスコンパレータの判定出力に応じて両
高調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞ
れ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形イ
ンバータのスイッチング素子をオンオフすることによっ
て、高調波発生負荷の高調波電流を補償するための高調
波電流を注入回路に流すようにしたため、電圧形インバ
ータに対してスイッチング信号を与える回路部分には、
注入回路の伝達関数を演算する回路を不要にすることが
でき、すなわち、従来例のような の演算を行う回路をなくすことができ、電力系統の基本
波付近の周波数成分を電圧形インバータが多く出力する
のを防止することができる。
実施例 この発明の一実施例を第１図ないし第５図に基づいて説
明する。このアクティブフィルタは、注入回路と電圧形
インバータとを組合せて構成され、電圧形インバータを
電流制御モードで運転し、かつ高調波発生負荷の高調波
電流と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によ
って電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制
御するものである。
明する。このアクティブフィルタは、注入回路と電圧形
インバータとを組合せて構成され、電圧形インバータを
電流制御モードで運転し、かつ高調波発生負荷の高調波
電流と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によ
って電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制
御するものである。
すなわち、このアクティブフィルタは、第１図に示すよ
うに、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィルタであって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路
からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記
電力系統１に流れる高調波電流を検出する負荷用高調波
電流検出回路４と、前記注入回路３から前記電力系統１
に流れる高調波電流を検出する注入回路用高調波電流検
出回路５と、負の所定値を下側しきい値とするとともに
正の所定値を上側しきい値とし前記負荷用高調波電流検
出回路４および注入回路用高調波電流検出回路５によっ
て検出された両高調波電流の和を入力とするヒステリシ
スコンパレータ６と、前記注入回路３の第１および第２
のインピーダンス素子3A,3Bの接続点に出力電圧を印加
するようになし前記ヒステリシスコンパレータ６の出力
に応じて前記両高調波電流の和が両極性の所定値を超え
たときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく
方向にスイッチング素子をオンオフする電圧形インバー
タ７とを備える構成にしたものである。
うに、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィルタであって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路
からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記
電力系統１に流れる高調波電流を検出する負荷用高調波
電流検出回路４と、前記注入回路３から前記電力系統１
に流れる高調波電流を検出する注入回路用高調波電流検
出回路５と、負の所定値を下側しきい値とするとともに
正の所定値を上側しきい値とし前記負荷用高調波電流検
出回路４および注入回路用高調波電流検出回路５によっ
て検出された両高調波電流の和を入力とするヒステリシ
スコンパレータ６と、前記注入回路３の第１および第２
のインピーダンス素子3A,3Bの接続点に出力電圧を印加
するようになし前記ヒステリシスコンパレータ６の出力
に応じて前記両高調波電流の和が両極性の所定値を超え
たときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく
方向にスイッチング素子をオンオフする電圧形インバー
タ７とを備える構成にしたものである。
この場合、注入回路３の第１のインピーダンス素子3Aは
コンデンサ（−jXC1）C1で構成され、第２のインピーダ
ンス素子3BはコンデンサC2およびリアクトルL2の直列回
路（jXL2−jXC2）で構成され、第２のインピーダンス素
子3BのインピーダンスZ2は、電力系統１の基本波に対
し、 Z2＝０ または Z2≒０ となるように選ばれている。
コンデンサ（−jXC1）C1で構成され、第２のインピーダ
ンス素子3BはコンデンサC2およびリアクトルL2の直列回
路（jXL2−jXC2）で構成され、第２のインピーダンス素
子3BのインピーダンスZ2は、電力系統１の基本波に対
し、 Z2＝０ または Z2≒０ となるように選ばれている。
負荷用高調波電流検出回路４は、変流器８と基本波除去
フィルタ９とで構成され、負荷電流ILを変流器８で取り
出し、負荷電流iL中の基本波成分を基本波除去フィルタ
９で除去して高調波電流iLhを抽出するようになってい
る。
フィルタ９とで構成され、負荷電流ILを変流器８で取り
出し、負荷電流iL中の基本波成分を基本波除去フィルタ
９で除去して高調波電流iLhを抽出するようになってい
る。
また、注入回路用高調波電流検出回路５は、変流器10と
基本波除去フィルタ11で構成され、注入回路３に流れる
電流iCを変流器10で取り出し、電流iC中の基本波成分を
除去して高調波電流ichを抽出するようになっている。
基本波除去フィルタ11で構成され、注入回路３に流れる
電流iCを変流器10で取り出し、電流iC中の基本波成分を
除去して高調波電流ichを抽出するようになっている。
そして、上記基本波除去フィルタ９から出力される高調
波電流iLhと基本波除去フィルタ11から出力される高調
波電流iChとが加算器12によって加算され、この加算器1
2の出力Δｉのレベルおよび極性の判定をヒステリシス
コンパレータ６で行うようになっている。
波電流iLhと基本波除去フィルタ11から出力される高調
波電流iChとが加算器12によって加算され、この加算器1
2の出力Δｉのレベルおよび極性の判定をヒステリシス
コンパレータ６で行うようになっている。
上記ヒステリシスコンパレータ６は第２図に示すように
加算器12の出力ΔｉがI0/2（上側しきい値）を上まわっ
たときに出力レベルが低レベルから高レベルに変化し、
−I0/2（下側しきい値）を下まわったときに出力レベル
が高レベルから低レベルに変化するようになっている。
加算器12の出力ΔｉがI0/2（上側しきい値）を上まわっ
たときに出力レベルが低レベルから高レベルに変化し、
−I0/2（下側しきい値）を下まわったときに出力レベル
が高レベルから低レベルに変化するようになっている。
このヒステリシスコンパレータ12の出力によって、第３
図に示す電圧形インバータ７の各スイッチング素子Q1〜
Q6をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に流れる
高調波電流iLhを補償するための高調波電流iCh（iLhと
逆極性）を注入回路３に流すことになる。
図に示す電圧形インバータ７の各スイッチング素子Q1〜
Q6をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に流れる
高調波電流iLhを補償するための高調波電流iCh（iLhと
逆極性）を注入回路３に流すことになる。
第３図は３相の電圧形インバータ７の動作説明用回路図
を示している。図において、Q1およびQ2はＡ相のスイッ
チング素子、Q3およびQ4はＢ相のスイッチング素子、Q5
およびQ6はＣ相のスイッチング素子、Ｅは直流電源、D1
〜D6はスイッチング素子Q1〜Q6に逆並列接続したダイオ
ード、13は高調波トランスである。
を示している。図において、Q1およびQ2はＡ相のスイッ
チング素子、Q3およびQ4はＢ相のスイッチング素子、Q5
およびQ6はＣ相のスイッチング素子、Ｅは直流電源、D1
〜D6はスイッチング素子Q1〜Q6に逆並列接続したダイオ
ード、13は高調波トランスである。
第４図は、第１図の回路における各部の波形図（１相分
のみ）であり、（Ａ）は系統電流iSを、（Ｂ）は負荷電
流iLを、（Ｃ）は高調波電流iLhを、（Ｄ）は高調波電
流iChを示している。
のみ）であり、（Ａ）は系統電流iSを、（Ｂ）は負荷電
流iLを、（Ｃ）は高調波電流iLhを、（Ｄ）は高調波電
流iChを示している。
第５図は、高調波電流iChを拡大したものを示している
が、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
が、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
iCh＜−iLh の場合で、点のように Δｉ＝−（1/2）I0 に達すると、ヒステリシスコンパレータ６の出力が低レ
ベルとなり、例えばＡ相の下アームのスイッチング素子
Q2をオンにさせる。
ベルとなり、例えばＡ相の下アームのスイッチング素子
Q2をオンにさせる。
この結果、高調波電流iChが増加して iCh＞−iLhとなる。この後、点のように Δｉ＝（1/2）I0 に達すると、ヒステリシスコンパレータ６の出力が高レ
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Q1をオンにさせる。この結果、高調波電流iChが減少し
て iCh＜−iLh となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
iChは、I0の幅でジグザグに変化しながら高調波電流−i
Lhに沿って変化することになる。
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Q1をオンにさせる。この結果、高調波電流iChが減少し
て iCh＜−iLh となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
iChは、I0の幅でジグザグに変化しながら高調波電流−i
Lhに沿って変化することになる。
なお、Ｂ相,C相についても同様である。
このように、この実施例は、高調波発生負荷２の高調波
電流ILhと注入回路３の高調波電流IChの和のレベルおよ
び極性をヒステリシスコンパレータ７で判定し、両高調
波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ両
高調波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータ
７のスイッチング素子をオンオフ制御して電力系統１に
高調波電流が流出しないようにしたため、電圧形インバ
ータ７に対してスイッチング信号を与える回路部分に
は、注入回路３の伝達関数を演算する回路を不要にする
ことができ、電力系統１の基本波付近の周波数成分を電
圧形インバータ７が多く出力するのを防止することがで
きる。
電流ILhと注入回路３の高調波電流IChの和のレベルおよ
び極性をヒステリシスコンパレータ７で判定し、両高調
波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ両
高調波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータ
７のスイッチング素子をオンオフ制御して電力系統１に
高調波電流が流出しないようにしたため、電圧形インバ
ータ７に対してスイッチング信号を与える回路部分に
は、注入回路３の伝達関数を演算する回路を不要にする
ことができ、電力系統１の基本波付近の周波数成分を電
圧形インバータ７が多く出力するのを防止することがで
きる。
また、電圧形インバータを電流制御形で使用する場合、
一定周波数のキャリアとの比較でスイッチング素子をオ
ンオフする方式では例えば30度程度の位相遅れが生じる
が、この実施例では、位相遅れがなく、瞬時応答が期待
できる。また、注入回路３によって、インバータ定格の
低減も可能である。
一定周波数のキャリアとの比較でスイッチング素子をオ
ンオフする方式では例えば30度程度の位相遅れが生じる
が、この実施例では、位相遅れがなく、瞬時応答が期待
できる。また、注入回路３によって、インバータ定格の
低減も可能である。
なお、上記実施例では、第２のインピーダンス素子3Bは
コンデンサC2とリアクトルL2の直列回路であったが、単
にリアクトルのみである場合にも、この発明を適用すれ
ば、同様の効果が期待できる。
コンデンサC2とリアクトルL2の直列回路であったが、単
にリアクトルのみである場合にも、この発明を適用すれ
ば、同様の効果が期待できる。
発明の効果 この発明のアクティブフィルタは、高調波発生負荷の高
調波電流（目標電流値）と注入回路の高調波電流（出力
電流値）とを検出し、両高調波電流の和のレベルおよび
極性をヒステリシスコンパレータにより判定し、ヒステ
リシスコンパレータの判定出力に応じて両高調波電流の
和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前記両高調
波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータのス
イッチング素子をオンオフすることによって、高調波発
生負荷の高調波電流を補償するための高調波電流を注入
回路に流すようにしたため、電圧形インバータに対して
スイッチング信号を与える回路部分には、注入回路の伝
達関数を演算する回路を不要にすることができ、すなわ
ち、従来例のような の演算を行う回路をなくすことができ、電力系統の基本
波付近の周波数成分を電圧形インバータが多く出力する
のを出力するのを防止することができる。
調波電流（目標電流値）と注入回路の高調波電流（出力
電流値）とを検出し、両高調波電流の和のレベルおよび
極性をヒステリシスコンパレータにより判定し、ヒステ
リシスコンパレータの判定出力に応じて両高調波電流の
和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前記両高調
波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータのス
イッチング素子をオンオフすることによって、高調波発
生負荷の高調波電流を補償するための高調波電流を注入
回路に流すようにしたため、電圧形インバータに対して
スイッチング信号を与える回路部分には、注入回路の伝
達関数を演算する回路を不要にすることができ、すなわ
ち、従来例のような の演算を行う回路をなくすことができ、電力系統の基本
波付近の周波数成分を電圧形インバータが多く出力する
のを出力するのを防止することができる。
また、簡単な構成の基本波除去フィルタを用いて負荷用
高調波電流検出回路および注入回路用高調波電流検出回
路を構成しており、発振器を用いた高調波抽出装置では
ないので、電流中に複数の高調波が含まれていても単一
の構成で対処でき、装置全体の構成が簡単である。
高調波電流検出回路および注入回路用高調波電流検出回
路を構成しており、発振器を用いた高調波抽出装置では
ないので、電流中に複数の高調波が含まれていても単一
の構成で対処でき、装置全体の構成が簡単である。
また、コンデンサとリアクトルからなる注入回路を通し
てインバータ出力を系統に注入するように構成している
ので、系統電圧が低減されてインバータ出力にかかり、
絶縁が簡単でよい。
てインバータ出力を系統に注入するように構成している
ので、系統電圧が低減されてインバータ出力にかかり、
絶縁が簡単でよい。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図はヒステリシスコンパレータの動作特性図、第３
図は電圧形インバータの動作説明用回路図、第４図は第
１図の各部の波形図、第５図は同じく動作説明のための
拡大波形図、第６図は従来のアクティブフィルタの構成
を示すブロック図、第７図はその要部の詳細なブロック
図、第８図は第７図の各部の波形図である。 １…電力系統、２…高調波発生負荷、３…注入回路、3
A,3B…インピーダンス素子、４…負荷用高調波電流検出
回路、５…注入回路用高調波電流検出回路、６…ヒステ
リシスコンパレータ、７…電圧形インバータ
第２図はヒステリシスコンパレータの動作特性図、第３
図は電圧形インバータの動作説明用回路図、第４図は第
１図の各部の波形図、第５図は同じく動作説明のための
拡大波形図、第６図は従来のアクティブフィルタの構成
を示すブロック図、第７図はその要部の詳細なブロック
図、第８図は第７図の各部の波形図である。 １…電力系統、２…高調波発生負荷、３…注入回路、3
A,3B…インピーダンス素子、４…負荷用高調波電流検出
回路、５…注入回路用高調波電流検出回路、６…ヒステ
リシスコンパレータ、７…電圧形インバータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松川 満 京都府京都市右京区梅津高畝町47番地 日 新電機株式会社内 (56)参考文献 特開 昭56−3574（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】電力系統とこの電力系統より給電される高
調波発生負荷との間に設置されて前記高調波発生負荷か
ら前記電力系統へ流出する高調波電流をキャンセルする
ための高調波電流を前記電力系統に注入するアクティブ
フィルタであって、 前記電力系統に接続された第１および第２のインピーダ
ンス素子の直列回路からなる注入回路と、基本波除去フ
ィルタからなり前記高調波発生負荷から前記電力系統に
流れる高調波電流を検出する負荷用高調波電流検出回路
と、基本波除去フィルタからなり前記注入回路から前記
電力系統に流れる高調波電流を検出する注入回路用高調
波電流検出回路と、負の所定値を下側しきい値とすると
ともに正の所定値を上側しきい値とし前記負荷用高調波
電流検出回路および注入回路用高調波電流検出回路によ
って検出された両高調波電流の和を入力とするヒステリ
シスコンパレータと、前記注入回路の第１および第２の
インピーダンス素子の接続点に出力電圧を印加するよう
になし前記ヒステリシスコンパレータの出力に応じて前
記両高調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそ
れぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイ
ッチング素子をオンオフする電圧形インバータとを備
え、 前記第１のインピーダンス素子をコンデンサで構成し、
前記第２のインピーダンス素子を基本波周波数にほぼ共
振するコンデンサおよびリアクトルの直列回路またはリ
アクトルで構成したアクティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159181A JPH0744782B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159181A JPH0744782B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6223322A JPS6223322A (ja) | 1987-01-31 |
| JPH0744782B2 true JPH0744782B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=15688074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60159181A Expired - Lifetime JPH0744782B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744782B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117595266B (zh) * | 2024-01-18 | 2024-03-26 | 深圳市海思瑞科电气技术有限公司 | 基于apf装置的谐波治理方法、装置、设备及存储介质 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS563574A (en) * | 1979-06-20 | 1981-01-14 | Hitachi Ltd | Power source filter device |
-
1985
- 1985-07-18 JP JP60159181A patent/JPH0744782B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6223322A (ja) | 1987-01-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0492396B1 (en) | Parallel inverter system | |
| JP4056852B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US5594630A (en) | Add-on distortion scrubber for AC power systems | |
| KR900005427B1 (ko) | 교류 전원 장치 | |
| JPH0471331A (ja) | アクティブフィルタ装置 | |
| JPH0744782B2 (ja) | アクテイブフイルタ | |
| JPH0744783B2 (ja) | アクテイブフイルタ | |
| JP3222489B2 (ja) | ３相３線式の中性点クランプ式インバータの制御方法 | |
| JPH07123726A (ja) | 電力変換装置 | |
| US4833585A (en) | Zone filter | |
| JPH0584147B2 (ja) | ||
| JPS6223324A (ja) | アクテイブフイルタ | |
| JPH0748933B2 (ja) | アクテイブフイルタ | |
| JPH07101972B2 (ja) | アクテイブフイルタ | |
| JP3779061B2 (ja) | アクティブフィルタ装置 | |
| JP2877388B2 (ja) | 電圧補償機能付高調波抑制装置 | |
| JPH04334930A (ja) | 直列形アクティブフィルタ | |
| JP2663385B2 (ja) | 交流フイルタとパルス幅変調方式電力変換器を直列接続した高調波抑制装置 | |
| JP2658620B2 (ja) | 電力変換器の制御回路 | |
| JP3133772B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH0652992B2 (ja) | 変換器の制御回路 | |
| JPH0974771A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH05184150A (ja) | 直列式電圧補償装置 | |
| RU2094935C1 (ru) | Фильтр-стабилизатор переменного напряжения | |
| JPH0382338A (ja) | 高調波電圧抑制装置 |