JPS6223324A - アクテイブフイルタ - Google Patents
アクテイブフイルタInfo
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- JPS6223324A JPS6223324A JP60159183A JP15918385A JPS6223324A JP S6223324 A JPS6223324 A JP S6223324A JP 60159183 A JP60159183 A JP 60159183A JP 15918385 A JP15918385 A JP 15918385A JP S6223324 A JPS6223324 A JP S6223324A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
この発明は、電力系統から高調波発生負荷へ給電する際
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影響を及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影響を及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
従来の技術
この発明の基礎となるアクティブフィルタを第４図ない
し第８図に基づいて説明する。
し第８図に基づいて説明する。
このアクティブフィルタは、注入回路と電圧形インバー
タとを組合せて構成され、高調波発生負荷の高調波電流
と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によって
電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制御す
るものである。
タとを組合せて構成され、高調波発生負荷の高調波電流
と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によって
電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制御す
るものである。
すなわち、このアクティブフィルタは、第４図に示すよ
うに、電力系統ｌとこの電力系統ｌより給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィルタであって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子３Ａ、３Ｂの直列
回路からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から
前記電力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３か
ら前記電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する
高調波電流検出回路４と、負の所定値を下側しきい値と
するとともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波
電流検出回路４の出力を入力とするヒステリシスコンパ
レータ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピ
ーダンス素子３Ａ、３Ｂの接続点にリアクトルＬ１を介
して接続され前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に
応じて前記両高調波電流の和が両極性の所定値を超えた
ときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方
向にスイッチング素子をオンオフする電圧形インバータ
６とを備える構成である。
うに、電力系統ｌとこの電力系統ｌより給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィルタであって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子３Ａ、３Ｂの直列
回路からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から
前記電力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３か
ら前記電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する
高調波電流検出回路４と、負の所定値を下側しきい値と
するとともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波
電流検出回路４の出力を入力とするヒステリシスコンパ
レータ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピ
ーダンス素子３Ａ、３Ｂの接続点にリアクトルＬ１を介
して接続され前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に
応じて前記両高調波電流の和が両極性の所定値を超えた
ときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方
向にスイッチング素子をオンオフする電圧形インバータ
６とを備える構成である。
この場合、注入回路３の第１のインピーダンス素子３Ａ
はコンデンサ（−ｊＸ（１）Ｃ１で構成され、第２のイ
ンピーダンス素子３ＢはコンデンサＣ２およびリアクト
ルＬ２の直列回路（ｊＸＬ２− ｊ Ｘｃ２ ）で構成
され、第２のインピーダンス素子３Ｂのインピーダンス
Ｚ２は、電力系統１の基本波に対し、 Ｚ２−ｊＸＬ２ ｊＸｃ２−０ または Ｚ２１＝ＩＯ となるように選ばれている。
はコンデンサ（−ｊＸ（１）Ｃ１で構成され、第２のイ
ンピーダンス素子３ＢはコンデンサＣ２およびリアクト
ルＬ２の直列回路（ｊＸＬ２− ｊ Ｘｃ２ ）で構成
され、第２のインピーダンス素子３Ｂのインピーダンス
Ｚ２は、電力系統１の基本波に対し、 Ｚ２−ｊＸＬ２ ｊＸｃ２−０ または Ｚ２１＝ＩＯ となるように選ばれている。
高調波電流検出回路４は、変流器７，８と加算器９と基
本波除去フィルタ（たとえばノンチフィルタ）ＩＯＡ、
ＩＯＢとで構成され、負荷電流＋１゜を変流器７で取り
出すとともに、電流ｉｃｒを変流器８で取り出して両者
を基本波除去フィルタ１０Ａ、ＩＯＢに通した加算器９
で加算することで負荷電流ＩＬ中の高調波電流ｉｔｂと
電流ｉ。。
本波除去フィルタ（たとえばノンチフィルタ）ＩＯＡ、
ＩＯＢとで構成され、負荷電流＋１゜を変流器７で取り
出すとともに、電流ｉｃｒを変流器８で取り出して両者
を基本波除去フィルタ１０Ａ、ＩＯＢに通した加算器９
で加算することで負荷電流ＩＬ中の高調波電流ｉｔｂと
電流ｉ。。
中の高調波電流ｉｃｈの和Δｉを出力するようになって
いる。
いる。
そして、この高調波電流検出回路４の出力Δｉをヒステ
リシスコンパレータ５に入力するようになっている。
リシスコンパレータ５に入力するようになっている。
上記ヒステリシスコンパレータ５は第５図に示すように
高調波電流検出回路４の出力Δｉが上側しきい値１０／
２を上まわったときに出力レベルが低レベルから高レベ
ルに変化し、下側しきい値−Ｉｏ／２を下まわったとき
に出力レベルが高レベルから低レベルに変化するように
なっている。
高調波電流検出回路４の出力Δｉが上側しきい値１０／
２を上まわったときに出力レベルが低レベルから高レベ
ルに変化し、下側しきい値−Ｉｏ／２を下まわったとき
に出力レベルが高レベルから低レベルに変化するように
なっている。
このヒステリシスコンパレータ５の出力によって、第６
図に示す電圧形インバータ６の各スイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ６をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に流
れる高調波電流ｉＬｈを補償するための高調波電流’ｃ
ｈ（ｉいと逆極性）を注入回路３に流すことになる。
図に示す電圧形インバータ６の各スイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ６をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に流
れる高調波電流ｉＬｈを補償するための高調波電流’ｃ
ｈ（ｉいと逆極性）を注入回路３に流すことになる。
第６図は３相の電圧形インバータ６の動作説明用回路図
を示している０図において、ＱｌおよびＣ２はＡ相のス
イッチング素子、Ｃ３およびＣ４はＢ相のスイッチング
素子、Ｃ５およびＣ６はＣ相のスイッチング素子、Ｅは
直流電源、Ｄ１〜Ｄ６はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に
逆並列接続したダイオード、Ｔｒは高調波トランス、Ｌ
ｉＡ”” Ｌ ｉｃはリアクトルである。なお、この
リアクトルＬＩＡ〜Ｌ！ｃは、高調波トランスＴｒの漏
れリアクタンスが十分な値であれば、省くことができ、
リアクタンス素子という機能において高調波トランスＴ
ｒはりアクドルと等価になる。
を示している０図において、ＱｌおよびＣ２はＡ相のス
イッチング素子、Ｃ３およびＣ４はＢ相のスイッチング
素子、Ｃ５およびＣ６はＣ相のスイッチング素子、Ｅは
直流電源、Ｄ１〜Ｄ６はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に
逆並列接続したダイオード、Ｔｒは高調波トランス、Ｌ
ｉＡ”” Ｌ ｉｃはリアクトルである。なお、この
リアクトルＬＩＡ〜Ｌ！ｃは、高調波トランスＴｒの漏
れリアクタンスが十分な値であれば、省くことができ、
リアクタンス素子という機能において高調波トランスＴ
ｒはりアクドルと等価になる。
第７図は、高調波電流１ｃｋを拡大したものを示してい
るが、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
るが、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
ｉｃｈ〈ｌｔｂ
の場合で、■点のように
Δｉ−−（１／２）ｔ。
に達すると、ヒステリシスコンパレータ５の出力が低レ
ベルとなり、例えば人相の下アームのスイッチング素子
Ｑ２をオンにさせる。
ベルとなり、例えば人相の下アームのスイッチング素子
Ｑ２をオンにさせる。
この結果、リアクトルＬｉを通して高調波電流Ｉｅｈが
増加し、 ｔ ｃｈ＞ −ｔ Ｌｋ となる、この後、■点のように Δｉ−（１／２）ＩＯ に達すると、ヒステリシスコンパレータ５の出力が高レ
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Ｑ１をオンにさせる。この結果、高調波電流ｉｃｈが減
少して ｉｃｈ＜ １ｔｈ となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
ｉｃｈは、ＩＯの幅でジグザグに変化しながら高調波電
流−４＋ｈに沿って変化することに・なる。
増加し、 ｔ ｃｈ＞ −ｔ Ｌｋ となる、この後、■点のように Δｉ−（１／２）ＩＯ に達すると、ヒステリシスコンパレータ５の出力が高レ
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Ｑ１をオンにさせる。この結果、高調波電流ｉｃｈが減
少して ｉｃｈ＜ １ｔｈ となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
ｉｃｈは、ＩＯの幅でジグザグに変化しながら高調波電
流−４＋ｈに沿って変化することに・なる。
第８図は高調波発生負荷２の負荷量が過渡的に増加した
場合の第５図の各部の波形図を示している。同図（Ａ）
は受電端の電圧ｖ、ｒを、同図ＣＢ）は負荷電流ＩＬを
、同図（Ｃ）は負荷電流ｔＬ中の高調波電流検出値ｉい
を、同図（Ｄ）はコンデンサＣＩの電流ｉｃ＋を、同図
（Ｆ、）は電圧形インバータ６の出力電流ｉ＋ｓｖを、
同図（Ｆ）は系統電流ｉ、を示している。
場合の第５図の各部の波形図を示している。同図（Ａ）
は受電端の電圧ｖ、ｒを、同図ＣＢ）は負荷電流ＩＬを
、同図（Ｃ）は負荷電流ｔＬ中の高調波電流検出値ｉい
を、同図（Ｄ）はコンデンサＣＩの電流ｉｃ＋を、同図
（Ｆ、）は電圧形インバータ６の出力電流ｉ＋ｓｖを、
同図（Ｆ）は系統電流ｉ、を示している。
なお、Ｂ相、Ｃ相についても同様である。
発明が解決しようとする問題点
上記したアクティブフィルタは、高調波電流検出回路４
における基本波除去が不十分な場合、電圧形インバータ
６は基本波電圧をも出力し、この基本波電圧が注入回路
３に印加されるが、注入回路３のリアクトルＬ２および
コンデンサＣ２の直列回路が電力系統１の基本波近傍周
波数で共振するように設定しているため、基本波近傍周
波数に対してインピーダンス素子３Ｂが電圧形インバー
タ６の出力端を短絡した状態となり、電圧形インバータ
６からインピーダンス素子３Ｂへ基本波近傍周波数の大
きな電流が流れることになり、この結果、電圧形インバ
ータの容量を大きくせざるを得なかった。
における基本波除去が不十分な場合、電圧形インバータ
６は基本波電圧をも出力し、この基本波電圧が注入回路
３に印加されるが、注入回路３のリアクトルＬ２および
コンデンサＣ２の直列回路が電力系統１の基本波近傍周
波数で共振するように設定しているため、基本波近傍周
波数に対してインピーダンス素子３Ｂが電圧形インバー
タ６の出力端を短絡した状態となり、電圧形インバータ
６からインピーダンス素子３Ｂへ基本波近傍周波数の大
きな電流が流れることになり、この結果、電圧形インバ
ータの容量を大きくせざるを得なかった。
特に、高調波発生負荷２の負荷電流ＩＬが第８図（Ｂ）
のように過渡的に増大したときには、基 ゛本渡除去フ
ィルタ１０Ａ、１０Ｂの数サイクルの応答遅れのために
基本波除去フィルタＩＯＡ、 ＩＯＢの出力に基本波
成分が残留し、これがヒステリシスコンパレータ５に入
力されることになる。したがって、電圧形インバータ６
は基本波電圧を発生するようになり、この結果電圧形イ
ンバータ６の出力電流ｉ ＩＮＶに基本波成分がきわめ
て多く含まれることになり、電圧形インバータ６の容量
をきわめて大きくしなければならなかった。
のように過渡的に増大したときには、基 ゛本渡除去フ
ィルタ１０Ａ、１０Ｂの数サイクルの応答遅れのために
基本波除去フィルタＩＯＡ、 ＩＯＢの出力に基本波
成分が残留し、これがヒステリシスコンパレータ５に入
力されることになる。したがって、電圧形インバータ６
は基本波電圧を発生するようになり、この結果電圧形イ
ンバータ６の出力電流ｉ ＩＮＶに基本波成分がきわめ
て多く含まれることになり、電圧形インバータ６の容量
をきわめて大きくしなければならなかった。
この発明は、上記の問題点に鑑みてなされたもので、電
圧形インバータから注入回路へ流出する基本波近傍周波
数の電流を高調波発生負荷の定常時だけでなく過渡変化
時においても低減することができるアクティフ゛フィＪ
レタを提供することを目的とする。
圧形インバータから注入回路へ流出する基本波近傍周波
数の電流を高調波発生負荷の定常時だけでなく過渡変化
時においても低減することができるアクティフ゛フィＪ
レタを提供することを目的とする。
問題点を解決するための手段
この発明のアクティブフィルタは、電力系統とこの電力
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前）己高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調
波電流をキャンセルするための高調波ｉ流を前記電力系
統に注入するアクティブフィルタであって、前記電力系
統に接続された第１および第２のインピーダンス素子の
直列回路からなる注入回路と、前記高調波発生負荷から
前記電力系統に流れる高調波電流と前記注入回路から前
記電力系統に流れる高調波電流との和を検出する高調波
電流検出回路と、負の所定値を下側しきい値とするとと
もに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流検出
回路の出力を入力とするヒステリシスコンパレータと、
前記注入回路の第１および第２のインピーダンス素子の
接続点にリアクトルを介して接続され前記ヒステリシス
コンパレータの出力に応じて前記高調波発生負荷の高調
波電流と前記注入回路の高調波電流の和が両極性の所定
値を超えたときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロ
に近づく方向にスイッチング素子をオンオフする電圧形
インバータと、前記第２のインピーダンス素子に流れる
電流から前記高調波発生負荷の無い状態において前記第
１のインピーダンス素子に流れる基本波電流を減算する
減算器と、入力が大きくなるにつれて勾配が大きくなる
入出力特性を有し前記減算器の出力が入力される重み関
数回路と、前記高調波電流検出回路の出力を前記ヒステ
リシスコンパレータに入力させる際に前記重み関数回路
の出力を差し引く演算器とを備える構成にしたものであ
る。
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前）己高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調
波電流をキャンセルするための高調波ｉ流を前記電力系
統に注入するアクティブフィルタであって、前記電力系
統に接続された第１および第２のインピーダンス素子の
直列回路からなる注入回路と、前記高調波発生負荷から
前記電力系統に流れる高調波電流と前記注入回路から前
記電力系統に流れる高調波電流との和を検出する高調波
電流検出回路と、負の所定値を下側しきい値とするとと
もに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流検出
回路の出力を入力とするヒステリシスコンパレータと、
前記注入回路の第１および第２のインピーダンス素子の
接続点にリアクトルを介して接続され前記ヒステリシス
コンパレータの出力に応じて前記高調波発生負荷の高調
波電流と前記注入回路の高調波電流の和が両極性の所定
値を超えたときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロ
に近づく方向にスイッチング素子をオンオフする電圧形
インバータと、前記第２のインピーダンス素子に流れる
電流から前記高調波発生負荷の無い状態において前記第
１のインピーダンス素子に流れる基本波電流を減算する
減算器と、入力が大きくなるにつれて勾配が大きくなる
入出力特性を有し前記減算器の出力が入力される重み関
数回路と、前記高調波電流検出回路の出力を前記ヒステ
リシスコンパレータに入力させる際に前記重み関数回路
の出力を差し引く演算器とを備える構成にしたものであ
る。
作用
このように、この発明のアクティブフィルタは、第２の
インピーダンス素子を流れる電流から高調波発生負荷の
無い状態において第１のインピーダンス素子に流れる基
本波電流を減算器で減算し、この減算器の出力を重み関
数回路に通し、高調波電流検出回路の出力をヒステリシ
スコンパレータに入力させる際に重み関数回路の出力を
差し引くようにしたため、高調波電流検出回路の出力中
に含まれる基本波近傍周波数成分をキャンセルすること
ができ、電圧形インバータからの基本波近傍周波数の出
力を低減できる。特に、重み関数回路によって第２のイ
ンピーダンス素子を流れる電流と高調波発生負荷が無い
状態における第１のインピーダンス素子の基本波電流の
差のレベルが大きくなるほど係数を大きくする構成であ
るため、高調波発生負荷が過渡変化して電圧形インバー
タの出力に基本波近傍成分が多く現われるような場合に
ヒステリシスコンパレータに対する帰還量がきわめて増
大することになり、この成分を大幅に抑制することがで
きる。
インピーダンス素子を流れる電流から高調波発生負荷の
無い状態において第１のインピーダンス素子に流れる基
本波電流を減算器で減算し、この減算器の出力を重み関
数回路に通し、高調波電流検出回路の出力をヒステリシ
スコンパレータに入力させる際に重み関数回路の出力を
差し引くようにしたため、高調波電流検出回路の出力中
に含まれる基本波近傍周波数成分をキャンセルすること
ができ、電圧形インバータからの基本波近傍周波数の出
力を低減できる。特に、重み関数回路によって第２のイ
ンピーダンス素子を流れる電流と高調波発生負荷が無い
状態における第１のインピーダンス素子の基本波電流の
差のレベルが大きくなるほど係数を大きくする構成であ
るため、高調波発生負荷が過渡変化して電圧形インバー
タの出力に基本波近傍成分が多く現われるような場合に
ヒステリシスコンパレータに対する帰還量がきわめて増
大することになり、この成分を大幅に抑制することがで
きる。
実施例
この発明の一実施例を第１図および第２図に基づいて説
明する。このアクティブフィルタは、第１図に示すよう
に、電力系統ｌとこの電力系統１より給電される高調波
発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２か
ら前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセルす
るための高調波電流を前記電力系統１に注入するアクテ
ィブフィルタであって、前記電力系統１に接続された第
１および第２のインピーダンス素子３Ａ、３Ｂの直列回
路からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前
記電力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から
前記電力系統１に流れる高調波を流との和を検出する高
調波電流検出回路４′と、負の所定値を下側しきい値と
するとともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波
電流検出回路４′の出力を入力とするヒステリシスコン
パレータ５と、前記注入回路３の第１および第２のイン
ピーダンス素子３Ａ、３Ｂの接続点に出力電圧を印加す
るようになし前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に
応じて前記高調波発生負荷２の高調波電流と前記注入回
路３の高調波電流の和か両極性の所定値を超えたときに
それぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にス
イッチング素子をオンオフする電圧形インバータ６と、
前記第２のインピーダンス素子３Ｂを流れるｔ流ｉＬか
ら前記高調波発生負荷２の無い状態において前記第１の
インピーダンス素子に流れる基本波電流ｉｃｏを減算す
る減算器１４と、入力が大きくなるにつれて勾配が大き
くなる入出力特性を有し前記減算器１４の出力が入力さ
れる重み関数回路１５と、前記高調波電流検出回路４′
の出力を前記ヒステリシスコンパレータ５に入力させる
際に前記重み関数回路１５の出力を差し引く演算器１３
とを備える構成にしたものである。
明する。このアクティブフィルタは、第１図に示すよう
に、電力系統ｌとこの電力系統１より給電される高調波
発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２か
ら前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセルす
るための高調波電流を前記電力系統１に注入するアクテ
ィブフィルタであって、前記電力系統１に接続された第
１および第２のインピーダンス素子３Ａ、３Ｂの直列回
路からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前
記電力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から
前記電力系統１に流れる高調波を流との和を検出する高
調波電流検出回路４′と、負の所定値を下側しきい値と
するとともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波
電流検出回路４′の出力を入力とするヒステリシスコン
パレータ５と、前記注入回路３の第１および第２のイン
ピーダンス素子３Ａ、３Ｂの接続点に出力電圧を印加す
るようになし前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に
応じて前記高調波発生負荷２の高調波電流と前記注入回
路３の高調波電流の和か両極性の所定値を超えたときに
それぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にス
イッチング素子をオンオフする電圧形インバータ６と、
前記第２のインピーダンス素子３Ｂを流れるｔ流ｉＬか
ら前記高調波発生負荷２の無い状態において前記第１の
インピーダンス素子に流れる基本波電流ｉｃｏを減算す
る減算器１４と、入力が大きくなるにつれて勾配が大き
くなる入出力特性を有し前記減算器１４の出力が入力さ
れる重み関数回路１５と、前記高調波電流検出回路４′
の出力を前記ヒステリシスコンパレータ５に入力させる
際に前記重み関数回路１５の出力を差し引く演算器１３
とを備える構成にしたものである。
高調波電流検出回路４′は変流器７，８．基本波除去フ
ィルタＩＯＡ、減算器１２．演算器１３とで構成され、
第４図の回路とは少し構成が異なるが、同様の機能をも
つものである。すなわち、注入回路３の第１のインピー
ダンス素子３Ａの電流ｉ。１から高調波発生負荷２の無
い状態における基本波電流ｉ。、を減算器１２で減算す
ることが、電流ｉ。１の基本波成分を除去することと等
価になる。
ィルタＩＯＡ、減算器１２．演算器１３とで構成され、
第４図の回路とは少し構成が異なるが、同様の機能をも
つものである。すなわち、注入回路３の第１のインピー
ダンス素子３Ａの電流ｉ。１から高調波発生負荷２の無
い状態における基本波電流ｉ。、を減算器１２で減算す
ることが、電流ｉ。１の基本波成分を除去することと等
価になる。
定常状態における第１のインピーダンス素子に流れる基
本波電流’ｃｏは、つぎのようにして求める。すなわち
、負荷電流ｉＬがゼロの定常状態では、注入回路３には
、 の電流が流れる。ここで、■、′は受電端の電圧である
。
本波電流’ｃｏは、つぎのようにして求める。すなわち
、負荷電流ｉＬがゼロの定常状態では、注入回路３には
、 の電流が流れる。ここで、■、′は受電端の電圧である
。
したがって、電圧ｖ、゛を９０度位相シフトするか、ま
たは他の２相の電圧差、（例えばＡ相なら、Ｂ、Ｃ相の
電圧差ｖｓａ’ ｖ、。′）を、上記の注入回路３の
インピーダンスで割算すれば、負荷電流ＩＬがゼロの定
常状態での基本波電流’ＣＯが求まる。なお、後述する
第３図の回路では、 となる。
たは他の２相の電圧差、（例えばＡ相なら、Ｂ、Ｃ相の
電圧差ｖｓａ’ ｖ、。′）を、上記の注入回路３の
インピーダンスで割算すれば、負荷電流ＩＬがゼロの定
常状態での基本波電流’ＣＯが求まる。なお、後述する
第３図の回路では、 となる。
なお、１６は変流器である。
第２図は第１図の各部の波形図を示し、同図（Ａ）は系
統電流ｉ、を、同図（Ｂ）は負荷電流ｉＬを、同図（Ｃ
）はコンデンサＣ１の電流ｉ。。
統電流ｉ、を、同図（Ｂ）は負荷電流ｉＬを、同図（Ｃ
）はコンデンサＣ１の電流ｉ。。
を、同図（Ｄ＞はインバータ電流ｉ＋ｓｖを、同図１）
は第２のインピーダンス素子Ｚ２の電流ｉｔ、２を、同
図（Ｆ）は重み関数回路１４の出力Δ１１を示している
。
は第２のインピーダンス素子Ｚ２の電流ｉｔ、２を、同
図（Ｆ）は重み関数回路１４の出力Δ１１を示している
。
この図から明らかなように、第２図（Ｆ）の重み関数回
路１５の出力Δ１１によって、負荷電流ｉＬが急変した
場合でも、インバータ電流の過渡電流が大幅に低減され
ると共に、定常状態におけるインバータ′ｉｉｔ流ｉい
、には基本波成分がほとんどふくまれなくなるのがわか
る。この結果、電圧形インバータ６の容量を小さくする
ことができる。
路１５の出力Δ１１によって、負荷電流ｉＬが急変した
場合でも、インバータ電流の過渡電流が大幅に低減され
ると共に、定常状態におけるインバータ′ｉｉｔ流ｉい
、には基本波成分がほとんどふくまれなくなるのがわか
る。この結果、電圧形インバータ６の容量を小さくする
ことができる。
なお、上記実施例では、第２のインピーダンス素子３Ｂ
はコンデンサＣ２とリアクトルＬ２の直列回路であった
が、第３図に示すように、第２のインピーダンス素子３
Ｂが単にリアクトルＬ２だけの場合にもこの発明を適用
すれば、同様の効果が得られる。これは、第１のインピ
ーダンス素子３ＡがコンデンサＣ１からなり、第２のイ
ンピーダンス素子３ＢがリアクトルＬ２からなる注入回
路においては、電力系統１の基本波成分が電圧形インバ
ータ６に加わるのを防止するために、基本波ヘースで、
リアクトルＬ２のインピーダンスを、コンデンサＣ１の
インピーダンスに対し、ｏ、ｏｓｐｕ〜０． ｌ ５１
） ｕに設定しであるからである。
はコンデンサＣ２とリアクトルＬ２の直列回路であった
が、第３図に示すように、第２のインピーダンス素子３
Ｂが単にリアクトルＬ２だけの場合にもこの発明を適用
すれば、同様の効果が得られる。これは、第１のインピ
ーダンス素子３ＡがコンデンサＣ１からなり、第２のイ
ンピーダンス素子３ＢがリアクトルＬ２からなる注入回
路においては、電力系統１の基本波成分が電圧形インバ
ータ６に加わるのを防止するために、基本波ヘースで、
リアクトルＬ２のインピーダンスを、コンデンサＣ１の
インピーダンスに対し、ｏ、ｏｓｐｕ〜０． ｌ ５１
） ｕに設定しであるからである。
発明の効果
この発明のアクティブフィルタは、高調波発生ｆ１．荷
の高調波電流と注入回路の高調波電流との和を高調波電
流検出回路で検出するとともに、前記高調波電流検出回
路の出力をヒステリシスコンパレータに入力し、このヒ
ステリシスコンパレータの出力に応じて前記高調波電流
検出回路の出力が両種性の所定値を超えたときにそれぞ
れ前記高調波発生負荷の高調波電流と前記注入回路の高
調波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータの
スイッチング素子をオンオフすることによって、高調波
発生負荷の高調波電流を補償するための高調波電流を注
入回路に流す方式に加えて、第２のインピーダンス素子
を流れる電流から高調波発生ｊＬＪの無い状態において
第１のインピーダンス素子を流れる基本波電流を減算器
で減算し、この減算器の出力を重み関数回路に通し、高
調波電流検出回路の出力をヒステリシスコンパレータに
入力させる際に重み関数回路の出力を差し引くようにし
たため、高調波電流検出回路の出力中に含まれる基本波
近傍周波数成分によって生じるインバータの過電流を抑
制できる。特に、重み関数回路によって第２のインピー
ダンス素子を流れる電流と高調波発生負荷が無い状態に
おける第１のインピーダンス素子の基本波電流の差のレ
ベルが大きくなるほど係数を大きくする構成であるため
、高調波発生負荷が過渡変化して電圧形インバータの出
力に基本波近傍成分が多く現われるような場合にヒステ
リシスコンパレータに対する帰還量がきわめて増大する
ことになり、この成分を大幅に抑制することができる。
の高調波電流と注入回路の高調波電流との和を高調波電
流検出回路で検出するとともに、前記高調波電流検出回
路の出力をヒステリシスコンパレータに入力し、このヒ
ステリシスコンパレータの出力に応じて前記高調波電流
検出回路の出力が両種性の所定値を超えたときにそれぞ
れ前記高調波発生負荷の高調波電流と前記注入回路の高
調波電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータの
スイッチング素子をオンオフすることによって、高調波
発生負荷の高調波電流を補償するための高調波電流を注
入回路に流す方式に加えて、第２のインピーダンス素子
を流れる電流から高調波発生ｊＬＪの無い状態において
第１のインピーダンス素子を流れる基本波電流を減算器
で減算し、この減算器の出力を重み関数回路に通し、高
調波電流検出回路の出力をヒステリシスコンパレータに
入力させる際に重み関数回路の出力を差し引くようにし
たため、高調波電流検出回路の出力中に含まれる基本波
近傍周波数成分によって生じるインバータの過電流を抑
制できる。特に、重み関数回路によって第２のインピー
ダンス素子を流れる電流と高調波発生負荷が無い状態に
おける第１のインピーダンス素子の基本波電流の差のレ
ベルが大きくなるほど係数を大きくする構成であるため
、高調波発生負荷が過渡変化して電圧形インバータの出
力に基本波近傍成分が多く現われるような場合にヒステ
リシスコンパレータに対する帰還量がきわめて増大する
ことになり、この成分を大幅に抑制することができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は第１図の各部の波形図、第３図は変形例の回路図、
第４図はこの発明の基礎となるアクティブフィルタの回
路図、第５図はヒステリシスコンパレータの動作特性図
、第６図は電圧形インバータの動作説明用回路図、第７
図は同じく動作説明のための拡大波形図、第８図は第１
図の各部の波形図である。 １・・・電力系統、２・・・高調波発生負荷、３・・・
注入回路、３Ａ、３Ｂ・・・インピーダンス素子、４・
・・高調波電流検出回路、５・・・ヒステリシスコンパ
レータ、７・・・電圧形インバータ、１３・・・演算器
、１４・・・減算器、１５・・・重み関数回路、Ｌｉ・
・・リアクトル 第２図 第４図 第６図 第７図
図は第１図の各部の波形図、第３図は変形例の回路図、
第４図はこの発明の基礎となるアクティブフィルタの回
路図、第５図はヒステリシスコンパレータの動作特性図
、第６図は電圧形インバータの動作説明用回路図、第７
図は同じく動作説明のための拡大波形図、第８図は第１
図の各部の波形図である。 １・・・電力系統、２・・・高調波発生負荷、３・・・
注入回路、３Ａ、３Ｂ・・・インピーダンス素子、４・
・・高調波電流検出回路、５・・・ヒステリシスコンパ
レータ、７・・・電圧形インバータ、１３・・・演算器
、１４・・・減算器、１５・・・重み関数回路、Ｌｉ・
・・リアクトル 第２図 第４図 第６図 第７図
Claims (1)
- 電力系統とこの電力系統より給電される高調波発生負荷
との間に設置されて前記高調波発生負荷から前記電力系
統へ流出する高調波電流をキャンセルするための高調波
電流を前記電力系統に注入するアクティブフィルタであ
って、前記電力系統に接続された第１および第２のイン
ピーダンス素子の直列回路からなる注入回路と、前記高
調波発生負荷から前記電力系統に流れる高調波電流と前
記注入回路から前記電力系統に流れる高調波電流との和
を検出する高調波電流検出回路と、負の所定値を下側し
きい値とするとともに正の所定値を上側しきい値とし前
記高調波電流検出回路の出力を入力とするヒステリシス
コンパレータと、前記注入回路の第１および第２のイン
ピーダンス素子の接続点にリアクトルを介して接続され
前記ヒステリシスコンパレータの出力に応じて前記高調
波発生負荷の高調波電流と前記注入回路の高調波電流の
和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前記両高調
波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチング素子をオ
ンオフする電圧形インバータと、前記第２のインピーダ
ンス素子に流れる電流から前記高調波発生負荷の無い状
態において前記第１のインピーダンス素子に流れる基本
波電流を減算する減算器と、入力が大きくなるにつれて
勾配が大きくなる入出力特性を有し前記減算器の出力が
入力される重み関数回路と、前記高調波電流検出回路の
出力を前記ヒステリシスコンパレータに入力させる際に
前記重み関数回路の出力を差し引く演算器とを備えたア
クティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159183A JPH0748932B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159183A JPH0748932B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6223324A true JPS6223324A (ja) | 1987-01-31 |
| JPH0748932B2 JPH0748932B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=15688122
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60159183A Expired - Lifetime JPH0748932B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748932B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0248101A (ja) * | 1988-08-09 | 1990-02-16 | Citizen Watch Co Ltd | 数値制御旋盤の制御方法 |
-
1985
- 1985-07-18 JP JP60159183A patent/JPH0748932B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0248101A (ja) * | 1988-08-09 | 1990-02-16 | Citizen Watch Co Ltd | 数値制御旋盤の制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0748932B2 (ja) | 1995-05-24 |
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