JPH0748932B2 - アクテイブフイルタ - Google Patents
アクテイブフイルタInfo
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- JPH0748932B2 JPH0748932B2 JP60159183A JP15918385A JPH0748932B2 JP H0748932 B2 JPH0748932 B2 JP H0748932B2 JP 60159183 A JP60159183 A JP 60159183A JP 15918385 A JP15918385 A JP 15918385A JP H0748932 B2 JPH0748932 B2 JP H0748932B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、電力系統から高調波発生負荷へ給電する際
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影響を及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
に、高調波発生負荷が発生する高調波成分が電力系統に
接続された他の負荷に悪影響を及ぼすのを防止するため
に、高調波発生負荷の電源入力端に設置されて補償電流
を注入し、電力系統に高調波が流出するのを阻止するア
クティブフィルタに関するものである。
従来の技術 この発明の基礎となるアクティブフィルタを第４図ない
し第８図に基づいて説明する。
し第８図に基づいて説明する。
このアクティブフィルタは、注入回路と電圧形インバー
タとを組合せて構成され、高調波発生負荷の高調波電流
と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によって
電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制御す
るものである。
タとを組合せて構成され、高調波発生負荷の高調波電流
と注入回路の高調波電流との差のレベルと極性によって
電圧形インバータのスイッチング素子をオンオフ制御す
るものである。
すなわち、このアクティブフィルタは、第４図に示すよ
うに、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィルタであって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路
からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記
電力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から前
記電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する高調
波電流検出回路４と、負の所定値を下測しきい値とする
とともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流
検出回路４の出力を入力とするヒステリシスコンパレー
タ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピーダ
ンス素子3A,3Bの接続点にリアクトルLiを介して接続さ
れ前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に応じて前記
両高調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれ
ぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッ
チング素子をオンオフする電圧形インバータ６とを備え
る構成である。
うに、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調
波発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２
から前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセル
するための高調波電流を前記電力系統１に注入するアク
ティブフィルタであって、前記電力系統１に接続された
第１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路
からなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記
電力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から前
記電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する高調
波電流検出回路４と、負の所定値を下測しきい値とする
とともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流
検出回路４の出力を入力とするヒステリシスコンパレー
タ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピーダ
ンス素子3A,3Bの接続点にリアクトルLiを介して接続さ
れ前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に応じて前記
両高調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれ
ぞれ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッ
チング素子をオンオフする電圧形インバータ６とを備え
る構成である。
この場合、注入回路３の第１のインピーダンス素子3Aは
コンデンサ（−jXC1）C1で構成され、第２のインピーダ
ンス素子3BはコンデンサC2およびリアクトルL2の直列回
路（jXL2−jXC2）で構成され、第２のインピーダンス素
子3BのインピーダンスZ2は、電力系統１の基本波に対
し、 Z2＝jXL2−jXC2＝０ または Z2≒０ となるように選ばれている。
コンデンサ（−jXC1）C1で構成され、第２のインピーダ
ンス素子3BはコンデンサC2およびリアクトルL2の直列回
路（jXL2−jXC2）で構成され、第２のインピーダンス素
子3BのインピーダンスZ2は、電力系統１の基本波に対
し、 Z2＝jXL2−jXC2＝０ または Z2≒０ となるように選ばれている。
高調波電流検出回路４は、変流器7,8と加算器９と基本
波除去フィルタ（たとえばノッチフィルタ）10A,10Bと
で構成され、負荷電流iLを変流器７で取り出すととも
に、電流iC1を変流器８で取り出して両者を基本波除去
フィルタ10A,10Bに通した加算器９で加算することで負
荷電流iL中の高調波電流iLhと電流iC1中の高調波電流i
chの和Δｉを出力するようになっている。
波除去フィルタ（たとえばノッチフィルタ）10A,10Bと
で構成され、負荷電流iLを変流器７で取り出すととも
に、電流iC1を変流器８で取り出して両者を基本波除去
フィルタ10A,10Bに通した加算器９で加算することで負
荷電流iL中の高調波電流iLhと電流iC1中の高調波電流i
chの和Δｉを出力するようになっている。
そして、この高調波電流検出回路４の出力Δｉをヒステ
リシスコンパレータ５に入力するようになっている。
リシスコンパレータ５に入力するようになっている。
上記ヒステリシスコンパレータ５は第５図に示すように
高調波電流検出回路４の出力Δｉが上側しきい値I0/2を
上まわったときに出力レベルが低レベルから高レベルに
変化し、下測しきい値−I0/2を下まわったときに出力レ
ベルが高レベルから低レベルに変化するようになってい
る。
高調波電流検出回路４の出力Δｉが上側しきい値I0/2を
上まわったときに出力レベルが低レベルから高レベルに
変化し、下測しきい値−I0/2を下まわったときに出力レ
ベルが高レベルから低レベルに変化するようになってい
る。
このヒステリシスコンパレータ５の出力によって、第６
図に示す電圧形インバータ６の各スイッチング素子Q1〜
Q6をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に流れる
高調波電流iLhを補償するための高調波電流ich（iLhと
逆極性）を注入回路３に流すことになる。
図に示す電圧形インバータ６の各スイッチング素子Q1〜
Q6をオンオフさせることで、高調波発生負荷２に流れる
高調波電流iLhを補償するための高調波電流ich（iLhと
逆極性）を注入回路３に流すことになる。
第６図は３相の電圧形インバータ６の動作説明用回路図
を示している。図において、Q1およびQ2はＡ相のスイッ
チング素子、Q3およびQ4はＢ相のスイッチング素子、Q5
はQ6はＣ相のスイッチング素子、Ｅは直流電源、D1〜D6
はスイッチング素子Q1〜Q6に逆並列接続したダイオー
ド、Trは高調波トランス、LiA〜LiCはリアクトルであ
る。なお、このリアクトルLiA〜LiCは、高調波トランス
Trの漏れリアクタンスが十分な値であれば、省くことが
でき、リアクタンス素子という機能において高調波トラ
ンスTrはリアクトルと等価になる。
を示している。図において、Q1およびQ2はＡ相のスイッ
チング素子、Q3およびQ4はＢ相のスイッチング素子、Q5
はQ6はＣ相のスイッチング素子、Ｅは直流電源、D1〜D6
はスイッチング素子Q1〜Q6に逆並列接続したダイオー
ド、Trは高調波トランス、LiA〜LiCはリアクトルであ
る。なお、このリアクトルLiA〜LiCは、高調波トランス
Trの漏れリアクタンスが十分な値であれば、省くことが
でき、リアクタンス素子という機能において高調波トラ
ンスTrはリアクトルと等価になる。
第７図は、高調波電流ichを拡大したものを示している
が、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
が、この図に基づいて動作をより詳しく説明する。
ich＜−iLh の場合で、点のように Δｉ＝−（1/2）I0 に達すると、ヒステリシスコンパレータ５の出力が低レ
ベルとなり、例えばＡ相の下アームのスイッチング素子
Q2をオンにさせる。
ベルとなり、例えばＡ相の下アームのスイッチング素子
Q2をオンにさせる。
この結果、リアクトルLiを通して高調波電流ichが増加
し、 ich＞−iLh となる。この後、点のように Δｉ＝（1/2）I0 に達すると、ヒステリシスコンパレータ５の出力が高レ
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Q1をオンにさせる。この結果、高調波電流ichが減少し
て ich＜−iLh となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
ichは、I0の幅でジグザグに変化しながら高調波電流−i
Lhに沿って変化することになる。
し、 ich＞−iLh となる。この後、点のように Δｉ＝（1/2）I0 に達すると、ヒステリシスコンパレータ５の出力が高レ
ベルとなり、例えばＡ相の上アームのスイッチング素子
Q1をオンにさせる。この結果、高調波電流ichが減少し
て ich＜−iLh となり、以下同様に変化する。したがって、高調波電流
ichは、I0の幅でジグザグに変化しながら高調波電流−i
Lhに沿って変化することになる。
第８図は高調波発生負荷２の負荷量が過渡的に増加した
場合の第５図の各部の波形図を示している。同図（Ａ）
は受電端の電圧VS′を、同図（Ｂ）は負荷電流iLを、同
図（Ｃ）は負荷電流iL中の高調波電流検出値iLhを、同
図（Ｄ）はコンデンサC1の電流iC1を、同図（Ｅ）は電
圧形インバータ６の出力電流iINVを、同図（Ｆ）は系統
電流iSを示している。
場合の第５図の各部の波形図を示している。同図（Ａ）
は受電端の電圧VS′を、同図（Ｂ）は負荷電流iLを、同
図（Ｃ）は負荷電流iL中の高調波電流検出値iLhを、同
図（Ｄ）はコンデンサC1の電流iC1を、同図（Ｅ）は電
圧形インバータ６の出力電流iINVを、同図（Ｆ）は系統
電流iSを示している。
なお、Ｂ相,C相についても同様である。
発明が解決しようとする問題点 上記したアクティブフィルタは、高調波電流検出回路４
における基本波除去が不十分な場合、電圧形インバータ
６は基本波電圧をも出力し、この基本波電圧が注入回路
３に印加されるが、注入回路３のリアクトルL2およびコ
ンデンサC2の直列回路が電力系統１の基本波近傍周波数
で共振するように設定しているため、基本波近傍周波数
に対してインピーダンス素子3Bが電圧形インバータ６の
出力端を短絡した状態となり、電圧形インバータ６から
インピーダンス素子3Bへ基本波近傍周波数の大きな電流
が流れることになり、この結果、電圧形インバータの容
量を大きくせざるを得なかった。
における基本波除去が不十分な場合、電圧形インバータ
６は基本波電圧をも出力し、この基本波電圧が注入回路
３に印加されるが、注入回路３のリアクトルL2およびコ
ンデンサC2の直列回路が電力系統１の基本波近傍周波数
で共振するように設定しているため、基本波近傍周波数
に対してインピーダンス素子3Bが電圧形インバータ６の
出力端を短絡した状態となり、電圧形インバータ６から
インピーダンス素子3Bへ基本波近傍周波数の大きな電流
が流れることになり、この結果、電圧形インバータの容
量を大きくせざるを得なかった。
特に、高調波発生負荷２の負荷電流ｉLが第８図（Ｂ）
のように過渡的に増大したときには、基本波除去フィル
タ10A,10Bの数サイクルの応答遅れのために基本波除去
フィルタ10A,10Bの出力に基本波成分が残留し、これが
ヒステリシスコンパレータ５に入力されることになる。
したがって，電圧形インバータ６は基本波電圧を発生す
るようになり、この結果電圧形インバータ６の出力電流
iINVに基本波成分がきわめて多く含まれることになり、
電圧形インバータ６の容量をきわめて大きくしなければ
ならなかった。
のように過渡的に増大したときには、基本波除去フィル
タ10A,10Bの数サイクルの応答遅れのために基本波除去
フィルタ10A,10Bの出力に基本波成分が残留し、これが
ヒステリシスコンパレータ５に入力されることになる。
したがって，電圧形インバータ６は基本波電圧を発生す
るようになり、この結果電圧形インバータ６の出力電流
iINVに基本波成分がきわめて多く含まれることになり、
電圧形インバータ６の容量をきわめて大きくしなければ
ならなかった。
この発明は、上記の問題点に鑑みなされたもので、電圧
形インバータから注入回路へ流出する基本波近傍周波数
の電流を高調波発生負荷の定常時だけでなく過渡変化時
においても低減することができるアクティブフィルタを
提供することを目的とする。
形インバータから注入回路へ流出する基本波近傍周波数
の電流を高調波発生負荷の定常時だけでなく過渡変化時
においても低減することができるアクティブフィルタを
提供することを目的とする。
問題点を解決するための手段 この発明のアクティブフィルタは、電力系統とこの電力
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前記高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調波
電流をキャンセルするための高調波電流を前記電力系統
に注入するアクティブフィルタであって、前記電力系統
に接続された第１および第２のインピーダンス素子の直
列回路からなる注入回路と、前記高調波発生負荷から前
記電力系統に流れる高調波電流と前記注入回路から前記
電力系統に流れる高調波電流との和を検出する高調波電
流検出回路と、負の所定値を下測しきい値とするととも
に正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流検出回
路の出力を入力とするヒステリシスコンパレータと、前
記注入回路の第１および第２のインピーダンス素子の接
続点にリアクトルを介して接続され前記ヒステリシスコ
ンパレータの出力に応じて前記高調波発生負荷の高調波
電流と前記注入回路の高調波電流の和が両極性の所定値
を超えたときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロに
近づく方向にスイッチング素子をオンオフする電圧形イ
ンバータと、前記第２のインピーダンス素子に流れる電
流から前記高調波発生負荷の無い状態において前記第１
のインピーダンス素子に流れる基本波電流を減算する減
算器と、入力が大きくなるにつれて勾配が大きくなる入
出力特性を有し前記減算器の出力が入力される重み関数
回路と、前記高調波電流検出回路の出力を前記ヒステリ
シスコンパレータに入力させる際に前記重み関数回路の
出力を差し引く演算器とを備える構成にしたものであ
る。
系統より給電される高調波発生負荷との間に設置されて
前記高調波発生負荷から前記電力系統へ流出する高調波
電流をキャンセルするための高調波電流を前記電力系統
に注入するアクティブフィルタであって、前記電力系統
に接続された第１および第２のインピーダンス素子の直
列回路からなる注入回路と、前記高調波発生負荷から前
記電力系統に流れる高調波電流と前記注入回路から前記
電力系統に流れる高調波電流との和を検出する高調波電
流検出回路と、負の所定値を下測しきい値とするととも
に正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流検出回
路の出力を入力とするヒステリシスコンパレータと、前
記注入回路の第１および第２のインピーダンス素子の接
続点にリアクトルを介して接続され前記ヒステリシスコ
ンパレータの出力に応じて前記高調波発生負荷の高調波
電流と前記注入回路の高調波電流の和が両極性の所定値
を超えたときにそれぞれ前記両高調波電流の和がゼロに
近づく方向にスイッチング素子をオンオフする電圧形イ
ンバータと、前記第２のインピーダンス素子に流れる電
流から前記高調波発生負荷の無い状態において前記第１
のインピーダンス素子に流れる基本波電流を減算する減
算器と、入力が大きくなるにつれて勾配が大きくなる入
出力特性を有し前記減算器の出力が入力される重み関数
回路と、前記高調波電流検出回路の出力を前記ヒステリ
シスコンパレータに入力させる際に前記重み関数回路の
出力を差し引く演算器とを備える構成にしたものであ
る。
作用 このように、この発明のアクティブフィルタは、第２の
インピーダンス素子を流れる電流から高調波発生負荷の
無い状態において第１のインピーダンス素子に流れる基
本波電流を減算器で減算し、この減算器の出力を重み関
数回路に通し、高調波電流検出回路の出力をヒステリシ
スコンパレータに入力させる際に重み関数回路の出力を
差し引くようにしたため、高調波電流検出回路の出力中
に含まれる基本波近傍周波数成分をキャンセルすること
ができ、電圧形インバータからの基本波近傍周波数の出
力を低減できる。特に、重み関数回路によって第２のイ
ンピーダンス素子を流れる電流と高調波発生負荷が無い
状態における第１のインピーダンス素子の基本波電流の
差のレベルが大きくなるほど係数を大きくする構成であ
るため、高調波発生負荷が過渡変化して電圧形インバー
タの出力に基本波近傍成分が多く現われるような場合に
ヒステリシスコンパレータに対する帰還量がきわめて増
大することになり、この成分を大幅に抑制することがで
きる。
インピーダンス素子を流れる電流から高調波発生負荷の
無い状態において第１のインピーダンス素子に流れる基
本波電流を減算器で減算し、この減算器の出力を重み関
数回路に通し、高調波電流検出回路の出力をヒステリシ
スコンパレータに入力させる際に重み関数回路の出力を
差し引くようにしたため、高調波電流検出回路の出力中
に含まれる基本波近傍周波数成分をキャンセルすること
ができ、電圧形インバータからの基本波近傍周波数の出
力を低減できる。特に、重み関数回路によって第２のイ
ンピーダンス素子を流れる電流と高調波発生負荷が無い
状態における第１のインピーダンス素子の基本波電流の
差のレベルが大きくなるほど係数を大きくする構成であ
るため、高調波発生負荷が過渡変化して電圧形インバー
タの出力に基本波近傍成分が多く現われるような場合に
ヒステリシスコンパレータに対する帰還量がきわめて増
大することになり、この成分を大幅に抑制することがで
きる。
実施例 この発明の一実施例を第１図および第２図に基づいて説
明する。このアクティブフィルタは、第１図に示すよう
に、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調波
発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２か
ら前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセルす
るための高調波電流を前記電力系統１に注入するアクテ
ィブフィルタであって、前記電力系統１に接続された第
１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路か
らなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記電
力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から前記
電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する高調波
電流検出回路４′と、負の所定値を下測しきい値とする
とともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流
検出回路４′の出力を入力とするヒステリシスコンパレ
ータ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピー
ダンス素子3A,3Bの接続点に出力電圧を印加するように
なし前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に応じて前
記高調波発生負荷２の高調波電流と前記注入回路３の高
調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ
前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチン
グ素子をオンオフする電圧形インバータ６と、前記第２
のインピーダンス素子3Bを流れる電流iLから前記高調波
発生負荷２の無い状態において前記第１のインピーダン
ス素子に流れる基本波電流iC0を減算する減算器14と、
入力が大きくなるにつれて勾配が大きくなる入出力特性
を有し前記減算器14の出力が入力される重み関数回路15
と、前記高調波電流検出回路４′の出力を前記ヒステリ
シスコンパレータ５に入力させる際に前記重み関数回路
15の出力を差し引く演算器13とを備える構成にしたもの
である。
明する。このアクティブフィルタは、第１図に示すよう
に、電力系統１とこの電力系統１より給電される高調波
発生負荷２との間に設置されて前記高調波発生負荷２か
ら前記電力系統１へ流出する高調波電流をキャンセルす
るための高調波電流を前記電力系統１に注入するアクテ
ィブフィルタであって、前記電力系統１に接続された第
１および第２のインピーダンス素子3A,3Bの直列回路か
らなる注入回路３と、前記高調波発生負荷２から前記電
力系統１に流れる高調波電流と前記注入回路３から前記
電力系統１に流れる高調波電流との和を検出する高調波
電流検出回路４′と、負の所定値を下測しきい値とする
とともに正の所定値を上側しきい値とし前記高調波電流
検出回路４′の出力を入力とするヒステリシスコンパレ
ータ５と、前記注入回路３の第１および第２のインピー
ダンス素子3A,3Bの接続点に出力電圧を印加するように
なし前記ヒステリシスコンパレータ５の出力に応じて前
記高調波発生負荷２の高調波電流と前記注入回路３の高
調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ
前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチン
グ素子をオンオフする電圧形インバータ６と、前記第２
のインピーダンス素子3Bを流れる電流iLから前記高調波
発生負荷２の無い状態において前記第１のインピーダン
ス素子に流れる基本波電流iC0を減算する減算器14と、
入力が大きくなるにつれて勾配が大きくなる入出力特性
を有し前記減算器14の出力が入力される重み関数回路15
と、前記高調波電流検出回路４′の出力を前記ヒステリ
シスコンパレータ５に入力させる際に前記重み関数回路
15の出力を差し引く演算器13とを備える構成にしたもの
である。
高調波電流検出回路４′は変流器7,8,基本波除去フィル
タ10A,演算器12,演算器13とで構成され、第４図の回路
とは少し構成が異なるが、同様の機能をもつものであ
る。すなわち、注入回路３の第１のインピーダンス素子
3Aの電流iC1から高調波発生負荷２の無い状態における
基本波電流iC0を減算器12で減算することが、電流iC1の
基本波成分を除去することと等価になる。
タ10A,演算器12,演算器13とで構成され、第４図の回路
とは少し構成が異なるが、同様の機能をもつものであ
る。すなわち、注入回路３の第１のインピーダンス素子
3Aの電流iC1から高調波発生負荷２の無い状態における
基本波電流iC0を減算器12で減算することが、電流iC1の
基本波成分を除去することと等価になる。
定常状態における第１のインピーダンス素子に流れる基
本波電流iC0は、つぎのようにして求める。すなわち、
負荷電流iLがゼロの定常状態では、注入回路３には、 の電流が流れる。ここで、VS′は受電端の電圧である。
本波電流iC0は、つぎのようにして求める。すなわち、
負荷電流iLがゼロの定常状態では、注入回路３には、 の電流が流れる。ここで、VS′は受電端の電圧である。
したがって、電圧VS′を90度位相シフトするか、または
他の２相の電圧差、（例えばＡ相なら、B,C相の電圧差V
SB′−VSC′）を、上記の注入回路３のインピーダンス
で割算すれば、負荷電流iLがゼロの定常状態での基本波
電流iC0が求まる。なお、後述する第３図の回路では、 となる。
他の２相の電圧差、（例えばＡ相なら、B,C相の電圧差V
SB′−VSC′）を、上記の注入回路３のインピーダンス
で割算すれば、負荷電流iLがゼロの定常状態での基本波
電流iC0が求まる。なお、後述する第３図の回路では、 となる。
なお、16は変流器である。
第２図は第１図の各部の波形図を示し、同図（Ａ）は系
統電流iSを、同図（Ｂ）は負荷電流iLを、同図（Ｃ）は
コンデンサC1の電流iC1を、同図（Ｄ）はインバータ電
流iINVを、同図（Ｅ）は第２のインピーダンス素子Z2の
電流iL2を、同図（Ｆ）は重み関数回路14の出力Δi1を
示している。
統電流iSを、同図（Ｂ）は負荷電流iLを、同図（Ｃ）は
コンデンサC1の電流iC1を、同図（Ｄ）はインバータ電
流iINVを、同図（Ｅ）は第２のインピーダンス素子Z2の
電流iL2を、同図（Ｆ）は重み関数回路14の出力Δi1を
示している。
この図から明らかなように、第２図（Ｆ）の重み関数回
路15の出力Δi1によって、負荷電流iLが急変した場合で
も、インバータ電流の過渡電流が大幅に低減されると共
に、定常状態におけるインバータ電流iINVには基本波成
分がほとんどふくまれなくなるのがわかる。この結果、
電圧形インバータ６の容量を小さくすることができる。
路15の出力Δi1によって、負荷電流iLが急変した場合で
も、インバータ電流の過渡電流が大幅に低減されると共
に、定常状態におけるインバータ電流iINVには基本波成
分がほとんどふくまれなくなるのがわかる。この結果、
電圧形インバータ６の容量を小さくすることができる。
なお、上記実施例では、第２のインピーダンス素子3Bは
コンデンサC2とリアクトルL2の直列回路であったが、第
３図に示すように、第２のインピーダンス素子3Bが単に
リアクトルL2だけの場合にもこの発明を適用すれば、同
様の効果が得られる。これは、第１のインピーダンス素
子3AがコンデンサＣ1からなり、第２のインピーダンス
素子3BがリアクトルL2からなる注入回路においては、電
力系統１の基本波成分が電圧形インバータ６に加わるの
を防止するために、基本波ベースで、リアクトルL2のイ
ンピーダンスを、コンデンサＣ1のインピーダンスに対
し、0.06pu〜0.15puに設定してあるからである。
コンデンサC2とリアクトルL2の直列回路であったが、第
３図に示すように、第２のインピーダンス素子3Bが単に
リアクトルL2だけの場合にもこの発明を適用すれば、同
様の効果が得られる。これは、第１のインピーダンス素
子3AがコンデンサＣ1からなり、第２のインピーダンス
素子3BがリアクトルL2からなる注入回路においては、電
力系統１の基本波成分が電圧形インバータ６に加わるの
を防止するために、基本波ベースで、リアクトルL2のイ
ンピーダンスを、コンデンサＣ1のインピーダンスに対
し、0.06pu〜0.15puに設定してあるからである。
発明の効果 この発明のアクティブフィルタは、高調波発生負荷の高
調波電流と注入回路の高調波電流との和を高調波電流検
出回路で検出するとともに、前記高調波電流検出回路の
出力をヒステリシスコンパレータに入力し、このヒステ
リシスコンパレータの出力に応じて前記高調波電流検出
回路の出力が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前
記高調波発生負荷の高調波電流と前記注入回路の高調波
電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータのスイ
ッチング素子をオンオフすることによって、高調波発生
負荷の高調波電流を補償するための高調波電流を注入回
路に流す方式に加えて、第２のインピーダンス素子を流
れる電流から高調波発生負荷の無い状態において第１の
インピーダンス素子を流れる基本波電流を減算器で減算
し、この減算器の出力を重み関数回路に通し、高調波電
流検出回路の出力をヒステリシスコンパレータに入力さ
せる際に重み関数回路の出力を差し引くようにしたた
め、高調波電流検出回路の出力中に含まれる基本波近傍
周波数成分によって生じるインバータの過電流を抑制で
きる。特に、重み関数回路によって第２のインピーダン
ス素子を流れる電流と高調波発生負荷が無い状態におけ
る第１のインピーダンス素子の基本波電流の差のレベル
が大きくなるほど係数を大きくする構成であるため、高
調波発生負荷が過渡変化して電圧形インバータの出力に
基本波近傍成分が多く現われるような場合にヒステリシ
スコンパレータに対する帰還量がきわめて増大すること
になり、この成分を大幅に抑制することができる。
調波電流と注入回路の高調波電流との和を高調波電流検
出回路で検出するとともに、前記高調波電流検出回路の
出力をヒステリシスコンパレータに入力し、このヒステ
リシスコンパレータの出力に応じて前記高調波電流検出
回路の出力が両極性の所定値を超えたときにそれぞれ前
記高調波発生負荷の高調波電流と前記注入回路の高調波
電流の和がゼロに近づく方向に電圧形インバータのスイ
ッチング素子をオンオフすることによって、高調波発生
負荷の高調波電流を補償するための高調波電流を注入回
路に流す方式に加えて、第２のインピーダンス素子を流
れる電流から高調波発生負荷の無い状態において第１の
インピーダンス素子を流れる基本波電流を減算器で減算
し、この減算器の出力を重み関数回路に通し、高調波電
流検出回路の出力をヒステリシスコンパレータに入力さ
せる際に重み関数回路の出力を差し引くようにしたた
め、高調波電流検出回路の出力中に含まれる基本波近傍
周波数成分によって生じるインバータの過電流を抑制で
きる。特に、重み関数回路によって第２のインピーダン
ス素子を流れる電流と高調波発生負荷が無い状態におけ
る第１のインピーダンス素子の基本波電流の差のレベル
が大きくなるほど係数を大きくする構成であるため、高
調波発生負荷が過渡変化して電圧形インバータの出力に
基本波近傍成分が多く現われるような場合にヒステリシ
スコンパレータに対する帰還量がきわめて増大すること
になり、この成分を大幅に抑制することができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は第１図の各部の波形図、第３図は変形例の回路図、
第４図はこの発明の基礎となるアクティブフィルタの回
路図、第５図はヒステリシスコンパレータの動作特性
図、第６図は電圧形インバータの動作説明用回路図、第
７図は同じく動作説明のための拡大波形図、第８図は第
１図の各部の波形図である。 １……電力系統、２……高調波発生負荷、３……注入回
路、3A,3B……インピーダンス素子、４……高調波電流
検出回路、５……ヒステリシスコンパレータ、７……電
圧形インバータ、13……演算器、14……減算器、15……
重み関数回路、Li……リアクトル
図は第１図の各部の波形図、第３図は変形例の回路図、
第４図はこの発明の基礎となるアクティブフィルタの回
路図、第５図はヒステリシスコンパレータの動作特性
図、第６図は電圧形インバータの動作説明用回路図、第
７図は同じく動作説明のための拡大波形図、第８図は第
１図の各部の波形図である。 １……電力系統、２……高調波発生負荷、３……注入回
路、3A,3B……インピーダンス素子、４……高調波電流
検出回路、５……ヒステリシスコンパレータ、７……電
圧形インバータ、13……演算器、14……減算器、15……
重み関数回路、Li……リアクトル
Claims (1)
- 【請求項１】電力系統とこの電力系統より給電される高
調波発生負荷との間に設置されて前記高調波発生負荷か
ら前記電力系統へ流出する高調波電流をキャンセルする
ための高調波電流を前記電力系統に注入するアクティブ
フィルタであって、前記電力系統に接続された第１およ
び第２のインピーダンス素子の直列回路からなる注入回
路と、前記高調波発生負荷から前記電力系統に流れる高
調波電流と前記注入回路から前記電力系統に流れる高調
波電流との和を検出する高調波電流検出回路と、負の所
定値を下側しきい値とするとともに正の所定値を上側し
きい値とし前記高調波電流検出回路の出力を入力とする
ヒステリシスコンパレータと、前記注入回路の第１およ
び第２のインピーダンス素子の接続点にリアクトルを介
して接続され前記ヒステリシスコンパレータの出力に応
じて前記高調波発生負荷の高調波電流と前記注入回路の
高調波電流の和が両極性の所定値を超えたときにそれぞ
れ前記両高調波電流の和がゼロに近づく方向にスイッチ
ング素子をオンオフする電圧形インバータと、前記第２
のインピーダンス素子に流れる電流から前記高調波発生
負荷の無い状態において前記第１のインピーダンス素子
に流れる基本波電流を減算する減算器と、入力が大きく
なるにつれて勾配が大きくなる入出力特性を有し前記減
算器の出力が入力される重み関数回路と、前記高調波電
流検出回路の出力を前記ヒステリシスコンパレータに入
力させる際に前記重み関数回路の出力を差し引く演算器
とを備えたアクティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159183A JPH0748932B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159183A JPH0748932B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6223324A JPS6223324A (ja) | 1987-01-31 |
| JPH0748932B2 true JPH0748932B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=15688122
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60159183A Expired - Lifetime JPH0748932B2 (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | アクテイブフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748932B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2878690B2 (ja) * | 1988-08-09 | 1999-04-05 | シチズン時計株式会社 | 数値制御旋盤の制御方法 |
-
1985
- 1985-07-18 JP JP60159183A patent/JPH0748932B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6223324A (ja) | 1987-01-31 |
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