JPS62230360A - インバ−タ用直流電源装置 - Google Patents
インバ−タ用直流電源装置Info
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
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- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は直流を交流に変換するインバータに、直流電力
を供給するサイリスタコンバータ、チョッパ６るいは高
力率コンバータ等のインバータ用直流電源装置の改良に
関するものである。
を供給するサイリスタコンバータ、チョッパ６るいは高
力率コンバータ等のインバータ用直流電源装置の改良に
関するものである。
第８図は、従来の直流電源装置を示す図である。
図において、１はサイリスタ式整流回路（サイリスタ整
流器）、２は上記整流回路１の出力直流リアクトル、６
は蓄電池、４は上記整流回路１の出力電圧を検出する電
圧検出器、５は上記整流回路１の出力電流全検出する電
流検出器、６は出力電流上限値発生回路、７は上記電流
検出器５の信号と上記上限値発生回路６０指令をもとに
、出力電流が上限値を超えないように制御する電流垂下
制御回路、８は出力電圧基準値発生回路、９は出力電圧
を一定に制御する出力電圧制御回路、１０は上記出力電
圧制御回路９の信号を受けて、ゲートパルスを発生する
ゲートパルス発生回路である。
流器）、２は上記整流回路１の出力直流リアクトル、６
は蓄電池、４は上記整流回路１の出力電圧を検出する電
圧検出器、５は上記整流回路１の出力電流全検出する電
流検出器、６は出力電流上限値発生回路、７は上記電流
検出器５の信号と上記上限値発生回路６０指令をもとに
、出力電流が上限値を超えないように制御する電流垂下
制御回路、８は出力電圧基準値発生回路、９は出力電圧
を一定に制御する出力電圧制御回路、１０は上記出力電
圧制御回路９の信号を受けて、ゲートパルスを発生する
ゲートパルス発生回路である。
次に動作について説明する。入力交流電力を直流電力に
変換するサイリスタ整流器１の出力電圧と出力電流を、
出力直流リアクトル２全通して平滑化した後に、それぞ
れの検出器４．５で検出する。次いで、出力電圧制御回
路９は、電圧検出器４よりの電圧検出値全出力電圧基準
値発生回路８からの基準値と比較し、検出電圧と基準電
圧が等しくなるようにゲートパルス発生回路１０に信号
を送る。
変換するサイリスタ整流器１の出力電圧と出力電流を、
出力直流リアクトル２全通して平滑化した後に、それぞ
れの検出器４．５で検出する。次いで、出力電圧制御回
路９は、電圧検出器４よりの電圧検出値全出力電圧基準
値発生回路８からの基準値と比較し、検出電圧と基準電
圧が等しくなるようにゲートパルス発生回路１０に信号
を送る。
また、電流検出値が出力電流上限値発生回路６からの基
準値金層えたとき、電流垂下制御回路７は、出力電流を
減少させるように、出力電圧制御回路９に信号を与える
。
準値金層えたとき、電流垂下制御回路７は、出力電流を
減少させるように、出力電圧制御回路９に信号を与える
。
次に、ゲートパルス発生回路１０は、上記出力電圧制御
回路９の信号を受けて、ゲートパルスの位相全制御して
ゲートパルスをつくる、このゲートパルスは、上記サイ
リスタ整流器１に与えらヘサイリスタ整流器１の出力電
圧は一定に保たれ、出力電流は、上限値以下に保たれる
。
回路９の信号を受けて、ゲートパルスの位相全制御して
ゲートパルスをつくる、このゲートパルスは、上記サイ
リスタ整流器１に与えらヘサイリスタ整流器１の出力電
圧は一定に保たれ、出力電流は、上限値以下に保たれる
。
さらに、停電時には、直流電圧を蓄電池６から供給する
。
。
従来のインバータ用直流電源装置は以上のように構成さ
れているので、これを無停電電源装置などのインバータ
の電源として使う場合、次のような問題点があった。
れているので、これを無停電電源装置などのインバータ
の電源として使う場合、次のような問題点があった。
１）インバータの直流入力電流は出力電流に応じたリッ
プルを含有しているので、そのリップル電流を流すため
の平滑コンデンサとして、通常、電解コンデンサが使用
されているが、電解コンデンサはその寿命が７〜８年と
いう比較的短期間である九め、変換を頻繁に行なわなけ
ればならず、そのために手数と費用金要する。
プルを含有しているので、そのリップル電流を流すため
の平滑コンデンサとして、通常、電解コンデンサが使用
されているが、電解コンデンサはその寿命が７〜８年と
いう比較的短期間である九め、変換を頻繁に行なわなけ
ればならず、そのために手数と費用金要する。
２）電解コンデンサに代えてフィルムコンデンサ全使用
した場合、経済性と体積を考慮に入れると、容量が１７
１０以下になる。そのため、直流電圧のリップルが大き
くなるので、バッテリーを並列接続した無停電電源の場
合では、インバータの電流リップルがバッテリーに流れ
温度上昇や寿命劣化の原因となる。
した場合、経済性と体積を考慮に入れると、容量が１７
１０以下になる。そのため、直流電圧のリップルが大き
くなるので、バッテリーを並列接続した無停電電源の場
合では、インバータの電流リップルがバッテリーに流れ
温度上昇や寿命劣化の原因となる。
３）インバータが単相インバータや３相インバータでも
不平衡負荷の場合では、インバータの直流入力電流のリ
ップルは、３相インバータの平衡負荷の場合に流れる出
力周波数ｆの６倍の６ｆ成分と比較してはるかに大きな
値となり、その周波数成分は２ｆとなる。このような場
合に、フィルムコンデンサ全使用すると、容量が１／１
０以下となるので、よシ一層直流電圧のリップルが大き
くなることは明らかで、経済性を犠牲にしてフィルムコ
ンデンサの容量を大きくするとか、バッテリーと直列に
リアクトルを設けるなどの対策を施し、バッテリーへ過
大なリップル電流が流れないようにしなくてはならず、
回路が複雑となる。
不平衡負荷の場合では、インバータの直流入力電流のリ
ップルは、３相インバータの平衡負荷の場合に流れる出
力周波数ｆの６倍の６ｆ成分と比較してはるかに大きな
値となり、その周波数成分は２ｆとなる。このような場
合に、フィルムコンデンサ全使用すると、容量が１／１
０以下となるので、よシ一層直流電圧のリップルが大き
くなることは明らかで、経済性を犠牲にしてフィルムコ
ンデンサの容量を大きくするとか、バッテリーと直列に
リアクトルを設けるなどの対策を施し、バッテリーへ過
大なリップル電流が流れないようにしなくてはならず、
回路が複雑となる。
４）電圧形インバータは原理上からも低インピーダンス
の直流電源から供給されるのが理想であるが、電解コン
デンサでなく、フィルムコンデンサを用いた場合は直流
電源のインピーダンスが高くなり、出力側から見たイン
ピーダンスも増大してインバータとしてのレギュレーシ
ョンが大きくなる。特に３相インバータの場合では、不
平衡負荷に対する電圧アンバランスが大きくなるという
欠点が生じる。
の直流電源から供給されるのが理想であるが、電解コン
デンサでなく、フィルムコンデンサを用いた場合は直流
電源のインピーダンスが高くなり、出力側から見たイン
ピーダンスも増大してインバータとしてのレギュレーシ
ョンが大きくなる。特に３相インバータの場合では、不
平衡負荷に対する電圧アンバランスが大きくなるという
欠点が生じる。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、インバータの順電力変換器の出力電流をイン
バータの入力電流の脈動に応じて脈動させることにより
、電解コンデンサの代わりにフィルムコンデンサを適用
すること全可能とした安価、かつ、コンパクトなインバ
ータ用直流電源装置ｉｌ’に得ることを目的とする。
たもので、インバータの順電力変換器の出力電流をイン
バータの入力電流の脈動に応じて脈動させることにより
、電解コンデンサの代わりにフィルムコンデンサを適用
すること全可能とした安価、かつ、コンパクトなインバ
ータ用直流電源装置ｉｌ’に得ることを目的とする。
この発明に係るインバータ用直流電源装置は、。
インバータの入力電流あるいはそれに等価な信号全検出
して、それを順電力変換器の出力電圧制御系にフィード
バック信号として加え、インバータの入力電流の又流成
分とほぼ同位相の交流成分を順電力変換器から供給した
ものである。
して、それを順電力変換器の出力電圧制御系にフィード
バック信号として加え、インバータの入力電流の又流成
分とほぼ同位相の交流成分を順電力変換器から供給した
ものである。
この発明におけるインバータの入力電流の検出値全周い
た電流補償回路は、位相遅れのフィルタ回路により、イ
ンバータの入力電流の検出信号を、順電力変換器の出力
電圧を制御する信号に変換することにより、インバータ
入力電流のリップル分に相当する電流を順電力変換器か
ら遅れなく追従して供給することにより、インバータの
直流コンデンサやバッテリーにリップルを流さないよう
に作用する。
た電流補償回路は、位相遅れのフィルタ回路により、イ
ンバータの入力電流の検出信号を、順電力変換器の出力
電圧を制御する信号に変換することにより、インバータ
入力電流のリップル分に相当する電流を順電力変換器か
ら遅れなく追従して供給することにより、インバータの
直流コンデンサやバッテリーにリップルを流さないよう
に作用する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。なお
、第１図の第１５！施例において第８図と同一構成部分
には同一符号を付してその説明を省略する。１１にイン
バータ１７の入力フィルタコンデンサである。８ａは電
圧指令発生回路であり、１６は、この電圧指令発生回路
８ａの指令をもとにしてインバータ１７の入力電圧を制
御する電圧制御回路、７ａは電圧制御回路１６の信号全
党けてサイリスタ整流器１の出力電流を制御する電流制
御回路、９ａはサイリスタ整流器１の出力電圧を制御す
る電圧制御回路である。また１４はインバータ１７入力
端子の検出値の位相を遅らせるフィルタ回路である遅相
回路であり、１５はその出力によりインバータ１７の入
力電流の低周波リップル分をキャンセルするように電圧
制御回路９ａに信号を与えるキャンセル量調整回路であ
る。１２は電圧検出器、１６は電流検出器である。
、第１図の第１５！施例において第８図と同一構成部分
には同一符号を付してその説明を省略する。１１にイン
バータ１７の入力フィルタコンデンサである。８ａは電
圧指令発生回路であり、１６は、この電圧指令発生回路
８ａの指令をもとにしてインバータ１７の入力電圧を制
御する電圧制御回路、７ａは電圧制御回路１６の信号全
党けてサイリスタ整流器１の出力電流を制御する電流制
御回路、９ａはサイリスタ整流器１の出力電圧を制御す
る電圧制御回路である。また１４はインバータ１７入力
端子の検出値の位相を遅らせるフィルタ回路である遅相
回路であり、１５はその出力によりインバータ１７の入
力電流の低周波リップル分をキャンセルするように電圧
制御回路９ａに信号を与えるキャンセル量調整回路であ
る。１２は電圧検出器、１６は電流検出器である。
次に第１図乃至第４図を参照して動作について説明する
。
。
電圧指令発生回路８ａからの指令値と、電圧検出器１２
により検出したインバータ１７の入力電圧とを電圧制御
回路１６に入力し、インバータ１７の入力電圧の一定制
御を行ない、その出力を直流電流の指令値として電流検
出器５により検出した直流電流検出値とともに、電流制
御回路７ａに入力して直流電流制御を行なう。
により検出したインバータ１７の入力電圧とを電圧制御
回路１６に入力し、インバータ１７の入力電圧の一定制
御を行ない、その出力を直流電流の指令値として電流検
出器５により検出した直流電流検出値とともに、電流制
御回路７ａに入力して直流電流制御を行なう。
上記電流制御回路７ａの出力音、遅相回路１４とキャン
セル量調整回路１５とを通したインバータ１７の入力電
流検出値とともに、サイリスタ整流器１の出力電圧全制
御する′電圧制御回路９ａに与え、ゲート回路１００位
相を制御してサイリスク整流器１の出力電圧の制御全行
なう。
セル量調整回路１５とを通したインバータ１７の入力電
流検出値とともに、サイリスタ整流器１の出力電圧全制
御する′電圧制御回路９ａに与え、ゲート回路１００位
相を制御してサイリスク整流器１の出力電圧の制御全行
なう。
この場合、第３図のように、電流検出器１３により検出
したインバータ１７０入力電流（検出値）ｉＩは、第２
図に示す伝達回路をもつ遅相回路１４全通して、Ｖｌの
信号に変換され、反転することにより ｖｃｒｅｆ ＊
得る。このＶ はキャンセル量調ｒｅｆ 整回路１５によりゲイン調整され、サイリスタ整流器１
の出力電圧を制御する電圧制御回路９ａに与えられ、入
力電流１１ヲ流すために必要な入力′電流ｉ、の位相よ
υも９０°位相の進んだｖｃヲ発生する。
したインバータ１７０入力電流（検出値）ｉＩは、第２
図に示す伝達回路をもつ遅相回路１４全通して、Ｖｌの
信号に変換され、反転することにより ｖｃｒｅｆ ＊
得る。このＶ はキャンセル量調ｒｅｆ 整回路１５によりゲイン調整され、サイリスタ整流器１
の出力電圧を制御する電圧制御回路９ａに与えられ、入
力電流１１ヲ流すために必要な入力′電流ｉ、の位相よ
υも９０°位相の進んだｖｃヲ発生する。
いま−例として、インバータ１７が６０Ｈｚ出力の単相
インバータの場合を考えると、その入力電流のリップル
分の最低調波成分は１２０Ｈｚである。
インバータの場合を考えると、その入力電流のリップル
分の最低調波成分は１２０Ｈｚである。
このときの遅相回路１４のゲイン特性は、第４図に示す
とおりであり、Ｔｓ＝ １０１１ｚ、ｖｒｃ＝ １２０
Ｈｚとする。
とおりであり、Ｔｓ＝ １０１１ｚ、ｖｒｃ＝ １２０
Ｈｚとする。
また、サイリスタ整流器１の出力電圧制御系の応答は１
０００ ｒａｄ程度で、サイリスタ整流器１の出力電流
制御系の応答は２００ ｒａｄ程度である。
０００ ｒａｄ程度で、サイリスタ整流器１の出力電流
制御系の応答は２００ ｒａｄ程度である。
以上のように構成すると、インバータ１７の入力電流の
１２０ Ｈｚ成分ｉ、は、第３図のベクトル図に示すよ
うに、遅相回路１４を通ることによりほぼ９０°遅れて
Ｖ、となり、さらに位相反転してｖｃｒｅｆとなって、
電圧制御回路９ａに与えられる。電圧制御回路９ａは非
常に高速応答のため、ｖｃｒｅｆに対しごくわずかα０
だけ遅れて、サイリスタ整流器１の出力電圧ｖｃが１２
０Ｈｚの成分全発生する。直流リアクトル２の抵抗分が
充分小とすれば、上記出力電圧Ｖより９００遅れた電流
ｉ！が直流リアクトル２に流れ、この電流ｉ、は第３図
に示すように入力電流ｉ、とほぼ同位相であるので、キ
ャンセル量調整回路１５のゲインＫを適当に調整するこ
とにより、インバーター７の入力電流１１０１２０Ｈｚ
脈動成分全全てサイリスタ整流器１よジ供給することが
可能となり、フィルタコンデンサー１や蓄ｉ１！池３に
は１２０ Ｈｚ脈動成分ｋｌさないようにすることがで
きる。その結果フィルタコンデンサー１Ｕ ２４０ Ｈ
ｚ以上の高次のインバータ−７０入力電流成分とサイリ
スタ整流器１の出力リップル成分を流すだけでよいこと
となる九め、その容ｔ′ｌｔ小さくしても、支障がなく
なり、電解コンデンサに代、ｔてフィルムコンデンサを
適用することができる。
１２０ Ｈｚ成分ｉ、は、第３図のベクトル図に示すよ
うに、遅相回路１４を通ることによりほぼ９０°遅れて
Ｖ、となり、さらに位相反転してｖｃｒｅｆとなって、
電圧制御回路９ａに与えられる。電圧制御回路９ａは非
常に高速応答のため、ｖｃｒｅｆに対しごくわずかα０
だけ遅れて、サイリスタ整流器１の出力電圧ｖｃが１２
０Ｈｚの成分全発生する。直流リアクトル２の抵抗分が
充分小とすれば、上記出力電圧Ｖより９００遅れた電流
ｉ！が直流リアクトル２に流れ、この電流ｉ、は第３図
に示すように入力電流ｉ、とほぼ同位相であるので、キ
ャンセル量調整回路１５のゲインＫを適当に調整するこ
とにより、インバーター７の入力電流１１０１２０Ｈｚ
脈動成分全全てサイリスタ整流器１よジ供給することが
可能となり、フィルタコンデンサー１や蓄ｉ１！池３に
は１２０ Ｈｚ脈動成分ｋｌさないようにすることがで
きる。その結果フィルタコンデンサー１Ｕ ２４０ Ｈ
ｚ以上の高次のインバータ−７０入力電流成分とサイリ
スタ整流器１の出力リップル成分を流すだけでよいこと
となる九め、その容ｔ′ｌｔ小さくしても、支障がなく
なり、電解コンデンサに代、ｔてフィルムコンデンサを
適用することができる。
なお上記の第１実施例ではインバーター７の入力電流の
リップル分を電流制御回路７ａヘフイード・バックせず
、電圧制御回路９ａヘフイード・バックしたが、それは
、電流制御回路７ａの応答が２００ ｒａｄ／ｓｅｃ程
度しか取れず、１２０Ｈｚに対まる応答は無理があるか
らで、この場合でも、第５図に示す第２実施例のように
、電流検出器１３により検出したインバータ１７の入力
電流ｉ、の脈動成分全適当な位相特性を有するフィルタ
回路１４ａとキャンセル量調整回路１５全通して、電流
制御回路７ａの入力信号として与えることにより、入力
電流１１の脈動分と同じ位相の電流ｉ、ヲサイリスタ整
流器１から供給することが可能である。
リップル分を電流制御回路７ａヘフイード・バックせず
、電圧制御回路９ａヘフイード・バックしたが、それは
、電流制御回路７ａの応答が２００ ｒａｄ／ｓｅｃ程
度しか取れず、１２０Ｈｚに対まる応答は無理があるか
らで、この場合でも、第５図に示す第２実施例のように
、電流検出器１３により検出したインバータ１７の入力
電流ｉ、の脈動成分全適当な位相特性を有するフィルタ
回路１４ａとキャンセル量調整回路１５全通して、電流
制御回路７ａの入力信号として与えることにより、入力
電流１１の脈動分と同じ位相の電流ｉ、ヲサイリスタ整
流器１から供給することが可能である。
この場合、もし電流ループの１２０ Ｈｚでの位相遅れ
がψ１とすれば、第５図の伝達関数Ｇ （Ｓ）として、
（ｊＬ） １２０ Ｈｚにてψ１の進み特性を有する伝
達関数、または（ｂ） １２０ Ｈｚにて１８００−ψ
、の位相遅れの伝達関数全通してから１８０°反転する
かのいづれかの方法により、入力電流ｉ、の脈動分と同
じ位相の電流１ｔｔｌ”サイリスタ整流器１から供給す
ることが可能である。
がψ１とすれば、第５図の伝達関数Ｇ （Ｓ）として、
（ｊＬ） １２０ Ｈｚにてψ１の進み特性を有する伝
達関数、または（ｂ） １２０ Ｈｚにて１８００−ψ
、の位相遅れの伝達関数全通してから１８０°反転する
かのいづれかの方法により、入力電流ｉ、の脈動分と同
じ位相の電流１ｔｔｌ”サイリスタ整流器１から供給す
ることが可能である。
以上のことをさらに一般化して考えると、電流検出器１
３の信号を適当な伝達関数を通して第１図の制御ループ
の電圧制御回路９ａに与えても同様の効果全書ることが
できる。
３の信号を適当な伝達関数を通して第１図の制御ループ
の電圧制御回路９ａに与えても同様の効果全書ることが
できる。
また、上記第１実施例では、インバータ１７０入力電流
を検出し、この入力電流を直流電源の制御系に供給する
ようにしたものを示したが、インバータ１７の入力電流
を検出するかわりに第６図て示す第３実施例のようにイ
ンバータ１７の出力電流を検出し、インバータのスイッ
チング信号にもとづき同期整流してインバータ１７の入
力電流と等価な信号金得てこれを直流電源の制御系に供
給するようにしてもよい。また、第７図に示す第４実施
例のようにインバータ１７の直流回路に設けられたコン
デンサの電流または電圧を微分した信号および直流電源
の出力電流をもとにインバータ１７の入力電流に相当す
る信号全検出してもよい。
を検出し、この入力電流を直流電源の制御系に供給する
ようにしたものを示したが、インバータ１７の入力電流
を検出するかわりに第６図て示す第３実施例のようにイ
ンバータ１７の出力電流を検出し、インバータのスイッ
チング信号にもとづき同期整流してインバータ１７の入
力電流と等価な信号金得てこれを直流電源の制御系に供
給するようにしてもよい。また、第７図に示す第４実施
例のようにインバータ１７の直流回路に設けられたコン
デンサの電流または電圧を微分した信号および直流電源
の出力電流をもとにインバータ１７の入力電流に相当す
る信号全検出してもよい。
また以上の説明では直流電源をサイリスタ整流器１によ
って得た場合につき説明したが、チョッパ、ＤＣ／ＤＣ
コンバータあるいは高力率コンバータなど任意の形式の
直流電源に対して適用できることは云うまでもない。
って得た場合につき説明したが、チョッパ、ＤＣ／ＤＣ
コンバータあるいは高力率コンバータなど任意の形式の
直流電源に対して適用できることは云うまでもない。
以上のように、この発明によれば、インバータ用直流電
源装置をインバータの入力電流を検出して、順電力変換
器の出力電圧制御系に補償信号として与えるように構成
したので、インバータの入力電流の交流成分とほぼ同位
相の変流成分上順電力変換器から供給でき、よってイン
バータの直流入力電流に含まれるリップル分を流す平滑
コンデンサとして電解コンデンサに代えてフィルムコン
デンサを用いることができ、安価で、コンパクトなもの
が得られる効果がある。
源装置をインバータの入力電流を検出して、順電力変換
器の出力電圧制御系に補償信号として与えるように構成
したので、インバータの入力電流の交流成分とほぼ同位
相の変流成分上順電力変換器から供給でき、よってイン
バータの直流入力電流に含まれるリップル分を流す平滑
コンデンサとして電解コンデンサに代えてフィルムコン
デンサを用いることができ、安価で、コンパクトなもの
が得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるインバータ用直流電
源装置を示す構成図、第２図は順電力変換器の出力電圧
制御系を示す構成図、第３図はインバータの入力電流と
順電力変換器の出力電圧との位相関係を示すベクトル図
、第４図は順電力変換器の出力電圧制御系のゲイン特性
図、第５図、第６図、第７図はこの発明の他の実施例に
よるインバータ用直流電源装ｅｔ−示す構成図、第８図
は従来のインバータ用直流電源装置を示す図である。 １はサイリスタ整流器、７ａは電流制御回路、９ａは電
圧制御回路、１３は電流検出器、１４は遅相回路、１５
はキャンセルを調整回路、１７はインバータである。 なお、図中、同一符号は同一、又は和尚部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 第２図 第３図 第４図 第５図 第８図 手続補正書（自発） 昭和 ６７ｔモア、 １＋、１７ 日ｆ’ｌ’１ｉ
’ｌ’庁Ｌ２官殿 １パｊ゛１件の表示 特願昭６１−７１４６５号２
、発明の名称 インバータ用直流電源装置 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 東京都千代１１１区丸の内二丁目２番３
号名 称 （６０１）三菱電桟株式会社代表者 志岐
守哉 ４、代 理 人 郵便番号 １０５住 所
東京都港区西新橋１丁目４番１０号第３森ビル３階
、′＋−−−−・５、補正の対象 ６、補正の内容 （１）別紙の通り特許請求の範囲の欄を補正する。 １２１１ｉｉｌ別、＋）を−）き゛のとお１）訂正する
。 明細ＩＴをつき゛のとおり訂止する。 （３）別紙の通り第７図を補正する。 ７．添付書類の目録 （１）補正後の特許請求の範囲を記載した書面１通；２
１補正後の第７図を記載した書面 １通以上 補正後の特許請求の範囲 （１）順電力変換器の出力電圧を制御する出方電圧制御
系を備えたインバータ用直流電源装置において、インバ
ータの入力電流またはこの入力電流（−等価な信号を検
出する検出手段をインバータの入力側あるいは出力側に
接続し、この検出手段で検出した入力電流検出信号を上
記出力電圧制御系：：フィードバックすることにより、
上記インバータの入力電流の交流成分とほぼ同位相の交
流成分を順電力変換器から供給することを特徴とするイ
ンバータ用直流電源装置。 （２）上記入力電流を検出する検出手段はインバータの
直流回路に設けられたコンデンサおよび該直流回路の電
流信号を検出する電流検出器または該コンデンサの電圧
信号を検出する電圧検出器により構成されていることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のインバータ用直
流電源装置。 （３）上記出力電圧制御系は入力電流検出信号の位相を
遅らせるフィルタ回路と、このフィルタ回路よりの出力
が供給される電圧制御回路ま九は電流制御回路とで構成
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のイン
バータ用直流電源装置。 （４）３相インバータの負荷の不平衡に基づくインバー
タ周波数の２倍の周波数のインバータ入力電流の脈動成
分（；応じて上記原電力変換器の出力１置。 （５１単相インバータの２倍の周波数で脈動するインバ
ータ入力電流の脈動成分１：応じて上記順電力タ用直流
電源装置。 第７図
源装置を示す構成図、第２図は順電力変換器の出力電圧
制御系を示す構成図、第３図はインバータの入力電流と
順電力変換器の出力電圧との位相関係を示すベクトル図
、第４図は順電力変換器の出力電圧制御系のゲイン特性
図、第５図、第６図、第７図はこの発明の他の実施例に
よるインバータ用直流電源装ｅｔ−示す構成図、第８図
は従来のインバータ用直流電源装置を示す図である。 １はサイリスタ整流器、７ａは電流制御回路、９ａは電
圧制御回路、１３は電流検出器、１４は遅相回路、１５
はキャンセルを調整回路、１７はインバータである。 なお、図中、同一符号は同一、又は和尚部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 第２図 第３図 第４図 第５図 第８図 手続補正書（自発） 昭和 ６７ｔモア、 １＋、１７ 日ｆ’ｌ’１ｉ
’ｌ’庁Ｌ２官殿 １パｊ゛１件の表示 特願昭６１−７１４６５号２
、発明の名称 インバータ用直流電源装置 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 東京都千代１１１区丸の内二丁目２番３
号名 称 （６０１）三菱電桟株式会社代表者 志岐
守哉 ４、代 理 人 郵便番号 １０５住 所
東京都港区西新橋１丁目４番１０号第３森ビル３階
、′＋−−−−・５、補正の対象 ６、補正の内容 （１）別紙の通り特許請求の範囲の欄を補正する。 １２１１ｉｉｌ別、＋）を−）き゛のとお１）訂正する
。 明細ＩＴをつき゛のとおり訂止する。 （３）別紙の通り第７図を補正する。 ７．添付書類の目録 （１）補正後の特許請求の範囲を記載した書面１通；２
１補正後の第７図を記載した書面 １通以上 補正後の特許請求の範囲 （１）順電力変換器の出力電圧を制御する出方電圧制御
系を備えたインバータ用直流電源装置において、インバ
ータの入力電流またはこの入力電流（−等価な信号を検
出する検出手段をインバータの入力側あるいは出力側に
接続し、この検出手段で検出した入力電流検出信号を上
記出力電圧制御系：：フィードバックすることにより、
上記インバータの入力電流の交流成分とほぼ同位相の交
流成分を順電力変換器から供給することを特徴とするイ
ンバータ用直流電源装置。 （２）上記入力電流を検出する検出手段はインバータの
直流回路に設けられたコンデンサおよび該直流回路の電
流信号を検出する電流検出器または該コンデンサの電圧
信号を検出する電圧検出器により構成されていることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のインバータ用直
流電源装置。 （３）上記出力電圧制御系は入力電流検出信号の位相を
遅らせるフィルタ回路と、このフィルタ回路よりの出力
が供給される電圧制御回路ま九は電流制御回路とで構成
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のイン
バータ用直流電源装置。 （４）３相インバータの負荷の不平衡に基づくインバー
タ周波数の２倍の周波数のインバータ入力電流の脈動成
分（；応じて上記原電力変換器の出力１置。 （５１単相インバータの２倍の周波数で脈動するインバ
ータ入力電流の脈動成分１：応じて上記順電力タ用直流
電源装置。 第７図
Claims (5)
- （１）順電力変換器の出力電圧を制御する出力電圧制御
系を備えたインバータ用直流電源装置において、インバ
ータの入力電流またはこの入力電流に等価な信号を検出
する検出手段をインバータの入力側あるいは出力側に接
続し、この検出手段で検出した入力電流検出信号を上記
出力電圧制御系にフィードバックすることにより、上記
インバータの入力電流の交流成分とほぼ同位相の交流成
分を順電力変換器から供給することを特徴とするインバ
ータ用直流電源装置。 - （２）上記入力電流を検出する検出手段はインバータの
直流回路に設けられたコンデンサおよび該直流回路の電
流信号を検出する電流検出器により構成されていること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のインバータ用
直流電源装置。 - （３）上記出力電圧制御系は入力電流検出信号の位相を
遅らせるフィルタ回路と、このフィルタ回路よりの出力
が供給される電圧制御回路または電流制御回路とで構成
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のイン
バータ用直流電源装置。 - （４）３相インバータの負荷の不平衡に基づくインバー
タ周波数の２倍の周波数のインバータ入力電流の脈動成
分に応じて上記順電力変換器の出力電流を脈動させるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第３項記載の
インバータ用直流電源装置。 - （５）単相インバータの２倍の周波数で脈動するインバ
ータ入力電流の脈動成分に応じて上記順電力変換器の出
力電流を脈動させることを特徴とする特許請求の範囲第
１項乃至第３項記載のインバータ用直流電源装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61071465A JPH0638711B2 (ja) | 1986-03-28 | 1986-03-28 | インバ−タ用直流電源装置 |
| KR1019860005528A KR900005424B1 (ko) | 1986-03-28 | 1986-07-09 | 인버터용 직류전원장치 |
| DE19873704431 DE3704431A1 (de) | 1986-03-28 | 1987-02-12 | Gleichstromversorgungsvorrichtung fuer einen wechselrichter |
| US07/030,596 US4780802A (en) | 1986-03-28 | 1987-03-27 | Control circuit for removing ripple of direct current supply system for voltage source inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61071465A JPH0638711B2 (ja) | 1986-03-28 | 1986-03-28 | インバ−タ用直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62230360A true JPS62230360A (ja) | 1987-10-09 |
| JPH0638711B2 JPH0638711B2 (ja) | 1994-05-18 |
Family
ID=13461368
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61071465A Expired - Lifetime JPH0638711B2 (ja) | 1986-03-28 | 1986-03-28 | インバ−タ用直流電源装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4780802A (ja) |
| JP (1) | JPH0638711B2 (ja) |
| KR (1) | KR900005424B1 (ja) |
| DE (1) | DE3704431A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2006295998A (ja) * | 2005-04-06 | 2006-10-26 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 電力変換回路 |
| JP2013172466A (ja) * | 2012-02-17 | 2013-09-02 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置及びこれを用いた系統連系システム |
| JP2015109757A (ja) * | 2013-12-05 | 2015-06-11 | 株式会社明電舎 | 高周波電力変換装置 |
Families Citing this family (15)
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| US5221887A (en) * | 1988-08-08 | 1993-06-22 | Zdzislaw Gulczynski | Synchronous switching power supply comprising boost or flyback converter |
| JP3373349B2 (ja) | 1995-06-09 | 2003-02-04 | 三菱電機株式会社 | 整流器制御装置 |
| US5737204A (en) * | 1995-10-12 | 1998-04-07 | Dell U.S.A. L.P. | Method and apparatus for interfacing battery backup to power factor correction front end for maintaining power |
| JP3452885B2 (ja) * | 2000-09-28 | 2003-10-06 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・データ | 電流調整装置 |
| US6693805B1 (en) | 2002-07-31 | 2004-02-17 | Lockheed Martin Corporation | Ripple cancellation circuit for ultra-low-noise power supplies |
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1986
- 1986-03-28 JP JP61071465A patent/JPH0638711B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1986-07-09 KR KR1019860005528A patent/KR900005424B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1987
- 1987-02-12 DE DE19873704431 patent/DE3704431A1/de active Granted
- 1987-03-27 US US07/030,596 patent/US4780802A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0638711B2 (ja) | 1994-05-18 |
| US4780802A (en) | 1988-10-25 |
| KR870009532A (ko) | 1987-10-27 |
| DE3704431A1 (de) | 1987-10-01 |
| DE3704431C2 (ja) | 1993-06-09 |
| KR900005424B1 (ko) | 1990-07-30 |
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