JPS6222285B2 - - Google Patents
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- JPS6222285B2 JPS6222285B2 JP52075699A JP7569977A JPS6222285B2 JP S6222285 B2 JPS6222285 B2 JP S6222285B2 JP 52075699 A JP52075699 A JP 52075699A JP 7569977 A JP7569977 A JP 7569977A JP S6222285 B2 JPS6222285 B2 JP S6222285B2
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- current
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- diode
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 15
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 15
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 13
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- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000009291 secondary effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は高利得の電流増幅器に係り、特にPLL
(フエーズ・ロツクト・ループ)の位相比較回路
の電流増幅の為に用いて好適な電流増幅回路に関
する。 PLLの位相比較器に用いられる電流増幅回路
は、電圧制御発振器の電源電圧変動や温度変動に
対して十分余裕があるように、高利得でなければ
ならない。通常の差動増幅器の電流増幅回路は、
回路に流す電流を大とすることにより高利得を得
ているが、そのような高利得電流増幅回路を前記
位相比較器の電流増幅用に用いると、PLLのロツ
クレンジが広がりすぎるという欠点がある。又、
高利得を得る為に、差動増幅器を縦続接続するこ
とも考えられるが、そのような縦続型差動増幅回
路は、回路素子のアンバランスに起因するオフセ
ツトが、高利得化すればするほど大となるので、
使用に供することが出来なかつた。 本発明は上述の点に鑑み成されたもので、少な
い回路電流で高利得が得られ、しかもオフセツト
が小さく安定な動作を行う電流増幅回路を提供せ
んとするものである。 図において1は一対の第1及び第2NPN型トラ
ンジスタ2及び3から成る入力段差動増幅回路、
4は前記一対のトランジスタ2及び3の共通エミ
ツタにコレクタが接続された定電流トランジス
タ、5は該定電流トランジスタ4のベースバイア
ス用のダイオード、6はエミツタが共通接続され
た一対の第3及び第4PNP型トランジスタ7及び
8から成る主差動増幅回路、9は前記第3トラン
ジスタ7のベース・エミツタ間に接続された第1
ダイオード、10は前記第4トランジスタ8のベ
ース・エミツタ間に接続された第2ダイオード、
11はベース及びエミツタが前記第3トランジス
タ7のベース及びエミツタにそれぞれ共通接続さ
れた第1出力トランジスタ、12はベース及びエ
ミツタが前記第4トランジスタ8のベース及びエ
ミツタにそれぞれ共通接続された第2出力トラン
ジスタ、13はベースが前記第2出力トランジス
タ12のエミツタに接続され、コレクタが前記第
1出力トランジスタ11のコレクタに接続され、
前記第2出力トランジスタ12の出力信号を反転
する為の反転トランジスタである。 しかして、前記第3トランジスタ7のベース
は、第2トランジスタ3のコレクタに、又第4ト
ランジスタ8のベースは、第1トランジスタ2の
コレクタに接続されて主差動増幅回路6の入力端
子と成され、前記第3トランジスタ7のコレクタ
は第4トランジスタ8のベースと接続されて第1
正帰還回路と、前記第4トランジスタ8のコレク
タは第3トランジスタ7のベースと接続されて第
2正帰還回路と成されている。又、前記第1ダイ
オード9に流れる電流は、第3トランジスタ7の
エミツタ電流及び第1出力トランジスタ11のエ
ミツタ電流に対して電流ミラー関係に、前記第2
ダイオード10に流れる電流は、第4トランジス
タ8のエミツタ電流及び第2出力トランジスタ1
2のエミツタ電流に対して電流ミラー関係に構成
されている。更に前記第2出力トランジスタ12
のコレクタ電流は、反転トランジスタ13のコレ
クタ電流と位相が逆でかつ大きさが等しくなるよ
うに構成され、全体としてバランスのとれた回路
構成と成されている。 いま、入力端子14及び15に印加される入力
電圧の値が等しいとすれば、第1及び第2トラン
ジスタ2及び3のコレクタ電流は、定電流トラン
ジスタ4のコレクタ電流をI0とする時、それぞれ
I0/2となる。そして、前記第1及び第2トランジス タ2及び3のコレクタ電流I0/2を入力電流とする主 差動増幅回路6の第3及び第4トランジスタ7及
び8のエミツタ電流と第1及び第2ダイオード9
及び10に流れる電流とは、等しくI0/4となる。従 つて、第1出力トランジスタ11のエミツタ電流
と第2出力トランジスタ12のエミツタ電流も等
しくI0/4となり、反転トランジスタ13のコレクタ 電流もI0/4となるから、出力端子16に得られる出 力電流は0となる。 この状態で、入力端子14及び15間に電位差
△Vが発生すると、第1及び第2トランジスタ2
及び3のコレクタ電流が前記△Vに応じてそれぞ
れ△Iだけ変化する。いま、仮に入力端子15の
電圧が入力端子14の電圧よりも△Vだけ大であ
るとすれば、前記第2トランジスタ3のコレクタ
電流は△I増加し、第1トランジスタ2のコレク
タ電流は△I減少する。そして、前記第2トラン
ジスタ3のコレクタ電流の増加分(△I)及び第
1トランジスタ2のコレクタ電流の減少分(−△
I)がそれぞれ第3及び第4トランジスタ7及び
8のベース電流となり、主差動増幅回路6の入力
電流となる。前記第2トランジスタ3のコレクタ
電流の増加(△I)は、第1ダイオード9に流れ
る電流の増加を招き、第1トランジスタ2のコレ
クタ電流の減少(−△I)は、第2ダイオード1
0に流れる電流の減少を招く。第1ダイオード9
に流れる電流と第3トランジスタ7のエミツタ電
流とが1:1の電流ミラー関係にあり、第2ダイ
オード10に流れる電流と第4トランジスタ8の
エミツタ電流とが1:1の電流ミラー関係にある
とすれば、第3トランジスタ7のエミツタ電流
は、第1ダイオード9に流れる電流に応じて増加
し、第4トランジスタ8のエミツタ電流は、第2
ダイオード10に流れる電流に応じて減少する。
従つて、第3トランジスタ7のコレクタ電流は増
加し、第4トランジスタ8のコレクタ電流は減少
する。そして、前記第1ダイオード9に流れる電
流の増加、及び第2ダイオード10に流れる電流
の減少は、第3及び第4トランジスタ7及び8の
コレクタとベースとの相互接続による正帰還作用
により更に助長される。すなわち、第3トランジ
スタ7のコレクタ電流の増加は、第1トランジス
タ2のコレクタ電流(I0/2−△I)が一定であるか ら、第4トランジスタ8のベース電流の減少を招
き、該第4トランジスタ8のベース電流の減少は
そのコレクタ電流の減少を招く。更に第4トラン
ジスタ8のコレクタ電流の減少は、第3トランジ
スタ7のベース電流の一層の増加、及びそのコレ
クタ電流の一層の増加を招く。上述の正帰還作用
の結果、第1ダイオード9に流れる電流と第3ト
ランジスタ7及び第1出力トランジスタ11のエ
ミツタ電流とは等しく△Iに応じたある値迄増加
し、第2ダイオード10に流れる電流と第4トラ
ンジスタ8及び第2出力トランジスタ12のエミ
ツタ電流とは等しく−△Iに応じたある値迄減少
する。 本発明に係る電流増幅回路においては、2つの
出力トランジスタ11及び12を設け、第1出力
トランジスタ11のコレクタを出力端子16に接
続するとともに、第2出力トランジスタ12のコ
レクタを反転トランジスタ13を介して前記出力
端子16に接続している。その為、零入力時にお
いては、第1出力トランジスタ11のコレクタ電
流と反転トランジスタ13のコレクタ電流とが等
しくなり、出力端子16に得られる電流は零とな
る。又、第2トランジスタ3のコレクタ電流が増
加すると、ある割合で第1出力トランジスタ11
のコレクタ電流が増加し同じ割合で第2出力トラ
ンジスタ12のコレクタ電流が減少するから、出
力端子16に2倍の変化電流を得ることが出来
る。 ここで、実施例における電流利得Gについて考
える。入力段差動増幅回路1の電流利得をG1、
主差動増幅回路6の電流利得をG2とすれば、全
体の電流利得Gは、 G=G1・G2 ………(1) で表わされる。しかして、前記主差動増幅回路6
の電流利得G2は、出力端子に得られる出力電流
を△Ioutとすれば、 G2=△Iout/△I ………(2) で表わされる。いま、第1トランジスタ2のコレ
クタ電流をI1、第2トランジスタ3のコレクタ電
流をI2、正の電源17から第2ダイオード10を
介して前記第1トランジスタ2のコレクタに流入
する電流と、第4トランジスタ8のベース電流
と、第2出力トランジスタ12のベース電流との
和電流をI3、第3トランジスタ7のコレクタ電流
をI4、正の電源17から第1ダイオード9を介し
て前記第2トランジスタ3のコレクタに流入する
電流と、第3トランジスタ7のベース電流と、第
1出力トランジスタ11のベース電流との和電流
をI5、第4トランジスタ8のコレクタ電流をI6、
出力端子16に得られる出力電流をIout、及び定
電流トランジスタ4のコレクタ電流をI0とすれ
ば、I1=I3+I4、I2=I5+I6となり、I1+I2=I0、 I3=I6(1/hfe+2/n・hfe+1/n)、 I5=I4(1/hfe+2/n・hfe+1/n)である
から、I2とI4との 関係は、 〔ただしn:第3及び第4トランジスタの面積S2
と第1及び第2ダイオードの面積
S1との比(S2/S1)〕 hfe:トランジスタの電流増幅率〕 となる。従つて、I2の電流変化(△I2)とI4の電流
変化(△I4)との関係は、 となる。一方、出力端子16に得られる電流変化
(△Iout)は、I2の電流変化の2倍となるから、
△Ioutと△I2との関係、すなわちG2は、 となる、第(5)式において、例えばn=1、hfe=
20とすれば、 G2=13.3 ………(6) となり、第(1)式に第(6)式を代入すれば、 G=G1・G2=13.3G1 ………(7) となるから、入力段差動増幅回路1の13.3倍の利
得を有する高利得電流増幅回路を得ることが出来
る。 しかも、第(5)式から明らかな如く、利得G2の
要因として総合電流I0が含まれていないから、本
発明に係る電流増幅回路の利得は、総合電流に関
係なく任意に設定出来るという利点を有する。 仮りに一般の差動増幅回路において、利得を
13.3倍にする為には13.3倍の総合電流を流さなけ
ればならないが、PLLの位相比較回路の如く、総
合電流の増加が不都合を招く回路にはそのような
電流増幅回路を使用出来ない。従つて本発明は、
少ない総合電流でなければならない電流増幅回路
に適用して大きな効果を上げることが出来る。 又、第(5)式から明らかな如く、利得G2は主に
第1及び第2ダイオード9及び10と第3及び第
4トランジスタ7及び8との面積比n、すなわち
第1ダイオード9と第3トランジスタ7とから成
る電流ミラー回路のミラー比、及び第2ダイオー
ド10と第4トランジスタ8とから成る電流ミラ
ー回路のミラー比によつて決定される。そして、
前記nは集積回路の場合非常に正確に設定出来
る。従つて本発明は集積回路化された電流増幅回
路に適用して非常に効果のあるものである。 ただし、発振防止等の副次的効果を達成する為
に、 n=S2/S1≦1 ………(8) としなければならない。 更に本発明はオフセツトが小さく動作が安定な
電流増幅回路を提供出来る。すなわち、本発明に
おいては、2つの出力トランジスタを設け、一方
の出力トランジスタのコレクタに得られる出力電
流を反転して他方の出力トランジスタのコレクタ
に得られる出力電流に加えている。そして、前記
2つの出力トランジスタは集積回路内で同条件で
作られている。その為、入力オフセツトは互いに
キヤンセルされ、出力端にオフセツトが生じな
い。従つて本発明はバランスのとれた電流増幅回
路を提供出来るという利点を有する。 以上述べた如く、本発明に係る電流増幅回路は
多くの利点を有する優れたものである。
(フエーズ・ロツクト・ループ)の位相比較回路
の電流増幅の為に用いて好適な電流増幅回路に関
する。 PLLの位相比較器に用いられる電流増幅回路
は、電圧制御発振器の電源電圧変動や温度変動に
対して十分余裕があるように、高利得でなければ
ならない。通常の差動増幅器の電流増幅回路は、
回路に流す電流を大とすることにより高利得を得
ているが、そのような高利得電流増幅回路を前記
位相比較器の電流増幅用に用いると、PLLのロツ
クレンジが広がりすぎるという欠点がある。又、
高利得を得る為に、差動増幅器を縦続接続するこ
とも考えられるが、そのような縦続型差動増幅回
路は、回路素子のアンバランスに起因するオフセ
ツトが、高利得化すればするほど大となるので、
使用に供することが出来なかつた。 本発明は上述の点に鑑み成されたもので、少な
い回路電流で高利得が得られ、しかもオフセツト
が小さく安定な動作を行う電流増幅回路を提供せ
んとするものである。 図において1は一対の第1及び第2NPN型トラ
ンジスタ2及び3から成る入力段差動増幅回路、
4は前記一対のトランジスタ2及び3の共通エミ
ツタにコレクタが接続された定電流トランジス
タ、5は該定電流トランジスタ4のベースバイア
ス用のダイオード、6はエミツタが共通接続され
た一対の第3及び第4PNP型トランジスタ7及び
8から成る主差動増幅回路、9は前記第3トラン
ジスタ7のベース・エミツタ間に接続された第1
ダイオード、10は前記第4トランジスタ8のベ
ース・エミツタ間に接続された第2ダイオード、
11はベース及びエミツタが前記第3トランジス
タ7のベース及びエミツタにそれぞれ共通接続さ
れた第1出力トランジスタ、12はベース及びエ
ミツタが前記第4トランジスタ8のベース及びエ
ミツタにそれぞれ共通接続された第2出力トラン
ジスタ、13はベースが前記第2出力トランジス
タ12のエミツタに接続され、コレクタが前記第
1出力トランジスタ11のコレクタに接続され、
前記第2出力トランジスタ12の出力信号を反転
する為の反転トランジスタである。 しかして、前記第3トランジスタ7のベース
は、第2トランジスタ3のコレクタに、又第4ト
ランジスタ8のベースは、第1トランジスタ2の
コレクタに接続されて主差動増幅回路6の入力端
子と成され、前記第3トランジスタ7のコレクタ
は第4トランジスタ8のベースと接続されて第1
正帰還回路と、前記第4トランジスタ8のコレク
タは第3トランジスタ7のベースと接続されて第
2正帰還回路と成されている。又、前記第1ダイ
オード9に流れる電流は、第3トランジスタ7の
エミツタ電流及び第1出力トランジスタ11のエ
ミツタ電流に対して電流ミラー関係に、前記第2
ダイオード10に流れる電流は、第4トランジス
タ8のエミツタ電流及び第2出力トランジスタ1
2のエミツタ電流に対して電流ミラー関係に構成
されている。更に前記第2出力トランジスタ12
のコレクタ電流は、反転トランジスタ13のコレ
クタ電流と位相が逆でかつ大きさが等しくなるよ
うに構成され、全体としてバランスのとれた回路
構成と成されている。 いま、入力端子14及び15に印加される入力
電圧の値が等しいとすれば、第1及び第2トラン
ジスタ2及び3のコレクタ電流は、定電流トラン
ジスタ4のコレクタ電流をI0とする時、それぞれ
I0/2となる。そして、前記第1及び第2トランジス タ2及び3のコレクタ電流I0/2を入力電流とする主 差動増幅回路6の第3及び第4トランジスタ7及
び8のエミツタ電流と第1及び第2ダイオード9
及び10に流れる電流とは、等しくI0/4となる。従 つて、第1出力トランジスタ11のエミツタ電流
と第2出力トランジスタ12のエミツタ電流も等
しくI0/4となり、反転トランジスタ13のコレクタ 電流もI0/4となるから、出力端子16に得られる出 力電流は0となる。 この状態で、入力端子14及び15間に電位差
△Vが発生すると、第1及び第2トランジスタ2
及び3のコレクタ電流が前記△Vに応じてそれぞ
れ△Iだけ変化する。いま、仮に入力端子15の
電圧が入力端子14の電圧よりも△Vだけ大であ
るとすれば、前記第2トランジスタ3のコレクタ
電流は△I増加し、第1トランジスタ2のコレク
タ電流は△I減少する。そして、前記第2トラン
ジスタ3のコレクタ電流の増加分(△I)及び第
1トランジスタ2のコレクタ電流の減少分(−△
I)がそれぞれ第3及び第4トランジスタ7及び
8のベース電流となり、主差動増幅回路6の入力
電流となる。前記第2トランジスタ3のコレクタ
電流の増加(△I)は、第1ダイオード9に流れ
る電流の増加を招き、第1トランジスタ2のコレ
クタ電流の減少(−△I)は、第2ダイオード1
0に流れる電流の減少を招く。第1ダイオード9
に流れる電流と第3トランジスタ7のエミツタ電
流とが1:1の電流ミラー関係にあり、第2ダイ
オード10に流れる電流と第4トランジスタ8の
エミツタ電流とが1:1の電流ミラー関係にある
とすれば、第3トランジスタ7のエミツタ電流
は、第1ダイオード9に流れる電流に応じて増加
し、第4トランジスタ8のエミツタ電流は、第2
ダイオード10に流れる電流に応じて減少する。
従つて、第3トランジスタ7のコレクタ電流は増
加し、第4トランジスタ8のコレクタ電流は減少
する。そして、前記第1ダイオード9に流れる電
流の増加、及び第2ダイオード10に流れる電流
の減少は、第3及び第4トランジスタ7及び8の
コレクタとベースとの相互接続による正帰還作用
により更に助長される。すなわち、第3トランジ
スタ7のコレクタ電流の増加は、第1トランジス
タ2のコレクタ電流(I0/2−△I)が一定であるか ら、第4トランジスタ8のベース電流の減少を招
き、該第4トランジスタ8のベース電流の減少は
そのコレクタ電流の減少を招く。更に第4トラン
ジスタ8のコレクタ電流の減少は、第3トランジ
スタ7のベース電流の一層の増加、及びそのコレ
クタ電流の一層の増加を招く。上述の正帰還作用
の結果、第1ダイオード9に流れる電流と第3ト
ランジスタ7及び第1出力トランジスタ11のエ
ミツタ電流とは等しく△Iに応じたある値迄増加
し、第2ダイオード10に流れる電流と第4トラ
ンジスタ8及び第2出力トランジスタ12のエミ
ツタ電流とは等しく−△Iに応じたある値迄減少
する。 本発明に係る電流増幅回路においては、2つの
出力トランジスタ11及び12を設け、第1出力
トランジスタ11のコレクタを出力端子16に接
続するとともに、第2出力トランジスタ12のコ
レクタを反転トランジスタ13を介して前記出力
端子16に接続している。その為、零入力時にお
いては、第1出力トランジスタ11のコレクタ電
流と反転トランジスタ13のコレクタ電流とが等
しくなり、出力端子16に得られる電流は零とな
る。又、第2トランジスタ3のコレクタ電流が増
加すると、ある割合で第1出力トランジスタ11
のコレクタ電流が増加し同じ割合で第2出力トラ
ンジスタ12のコレクタ電流が減少するから、出
力端子16に2倍の変化電流を得ることが出来
る。 ここで、実施例における電流利得Gについて考
える。入力段差動増幅回路1の電流利得をG1、
主差動増幅回路6の電流利得をG2とすれば、全
体の電流利得Gは、 G=G1・G2 ………(1) で表わされる。しかして、前記主差動増幅回路6
の電流利得G2は、出力端子に得られる出力電流
を△Ioutとすれば、 G2=△Iout/△I ………(2) で表わされる。いま、第1トランジスタ2のコレ
クタ電流をI1、第2トランジスタ3のコレクタ電
流をI2、正の電源17から第2ダイオード10を
介して前記第1トランジスタ2のコレクタに流入
する電流と、第4トランジスタ8のベース電流
と、第2出力トランジスタ12のベース電流との
和電流をI3、第3トランジスタ7のコレクタ電流
をI4、正の電源17から第1ダイオード9を介し
て前記第2トランジスタ3のコレクタに流入する
電流と、第3トランジスタ7のベース電流と、第
1出力トランジスタ11のベース電流との和電流
をI5、第4トランジスタ8のコレクタ電流をI6、
出力端子16に得られる出力電流をIout、及び定
電流トランジスタ4のコレクタ電流をI0とすれ
ば、I1=I3+I4、I2=I5+I6となり、I1+I2=I0、 I3=I6(1/hfe+2/n・hfe+1/n)、 I5=I4(1/hfe+2/n・hfe+1/n)である
から、I2とI4との 関係は、 〔ただしn:第3及び第4トランジスタの面積S2
と第1及び第2ダイオードの面積
S1との比(S2/S1)〕 hfe:トランジスタの電流増幅率〕 となる。従つて、I2の電流変化(△I2)とI4の電流
変化(△I4)との関係は、 となる。一方、出力端子16に得られる電流変化
(△Iout)は、I2の電流変化の2倍となるから、
△Ioutと△I2との関係、すなわちG2は、 となる、第(5)式において、例えばn=1、hfe=
20とすれば、 G2=13.3 ………(6) となり、第(1)式に第(6)式を代入すれば、 G=G1・G2=13.3G1 ………(7) となるから、入力段差動増幅回路1の13.3倍の利
得を有する高利得電流増幅回路を得ることが出来
る。 しかも、第(5)式から明らかな如く、利得G2の
要因として総合電流I0が含まれていないから、本
発明に係る電流増幅回路の利得は、総合電流に関
係なく任意に設定出来るという利点を有する。 仮りに一般の差動増幅回路において、利得を
13.3倍にする為には13.3倍の総合電流を流さなけ
ればならないが、PLLの位相比較回路の如く、総
合電流の増加が不都合を招く回路にはそのような
電流増幅回路を使用出来ない。従つて本発明は、
少ない総合電流でなければならない電流増幅回路
に適用して大きな効果を上げることが出来る。 又、第(5)式から明らかな如く、利得G2は主に
第1及び第2ダイオード9及び10と第3及び第
4トランジスタ7及び8との面積比n、すなわち
第1ダイオード9と第3トランジスタ7とから成
る電流ミラー回路のミラー比、及び第2ダイオー
ド10と第4トランジスタ8とから成る電流ミラ
ー回路のミラー比によつて決定される。そして、
前記nは集積回路の場合非常に正確に設定出来
る。従つて本発明は集積回路化された電流増幅回
路に適用して非常に効果のあるものである。 ただし、発振防止等の副次的効果を達成する為
に、 n=S2/S1≦1 ………(8) としなければならない。 更に本発明はオフセツトが小さく動作が安定な
電流増幅回路を提供出来る。すなわち、本発明に
おいては、2つの出力トランジスタを設け、一方
の出力トランジスタのコレクタに得られる出力電
流を反転して他方の出力トランジスタのコレクタ
に得られる出力電流に加えている。そして、前記
2つの出力トランジスタは集積回路内で同条件で
作られている。その為、入力オフセツトは互いに
キヤンセルされ、出力端にオフセツトが生じな
い。従つて本発明はバランスのとれた電流増幅回
路を提供出来るという利点を有する。 以上述べた如く、本発明に係る電流増幅回路は
多くの利点を有する優れたものである。
図は本発明に係る電流増幅回路の一実施例を示
す回路図である。 主な図番の説明 6……主差動増幅回路、9,
10……ダイオード、11,12……出力トラン
ジスタ、13……反転トランジスタ。
す回路図である。 主な図番の説明 6……主差動増幅回路、9,
10……ダイオード、11,12……出力トラン
ジスタ、13……反転トランジスタ。
Claims (1)
- 1 ベースが第1入力端子に接続された第1トラ
ンジスタ、ベースが第2入力端子に接続された、
前記第1トランジスタと同導電型の第2トランジ
スタ、前記第1トランジスタと電流ミラー関係に
接続された第1ダイオード、前記第2トランジス
タと電流ミラー関係に接続された第2ダイオー
ド、前記第1ダイオードと電流ミラー関係に接続
された、第1出力トランジスタ、前記第2ダイオ
ードと電流ミラー関係に接続された第2出力トラ
ンジスタ、前記第1出力トランジスタの出力電流
が引き出される出力端子、及び前記第2出力トラ
ンジスタの出力電流を反転して前記出力端子に供
給する制御手段とから成り、前記第1トランジス
タのコレクタを前記第2トランジスタのベース
に、前記第2トランジスタのコレクタを前記第1
トランジスタのベースにそれぞれ接続して正帰還
路を構成し、かつ前記第1トランジスタと前記第
1ダイオードとのミラー比及び前記第2トランジ
スタと前記第2ダイオードとのミラー比を所定値
に設定することによつて、前記出力端子に前記第
1及び第2入力端子の電流変化に応じた出力電流
を得る様に成すとともに、前記第2出力トランジ
スタの出力電流によつて前記制御手段を制御し、
オフセツト電流の発生防止及び利得の増大を計る
様に成したことを特徴とする電流増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7569977A JPS548953A (en) | 1977-06-22 | 1977-06-22 | Current amplifying circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7569977A JPS548953A (en) | 1977-06-22 | 1977-06-22 | Current amplifying circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS548953A JPS548953A (en) | 1979-01-23 |
JPS6222285B2 true JPS6222285B2 (ja) | 1987-05-18 |
Family
ID=13583715
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7569977A Granted JPS548953A (en) | 1977-06-22 | 1977-06-22 | Current amplifying circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS548953A (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5535516A (en) * | 1978-09-04 | 1980-03-12 | Toshiba Corp | Signal conversion circuit |
JPS57107777A (en) * | 1980-12-23 | 1982-07-05 | Sintokogio Ltd | Continuous shot blasting device |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5075756A (ja) * | 1973-11-07 | 1975-06-21 | ||
JPS5132257A (ja) * | 1974-09-13 | 1976-03-18 | Hitachi Ltd | |
JPS5187945A (ja) * | 1975-01-31 | 1976-07-31 | Pioneer Electronic Corp | Ritokuseigyozofukukairo |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5345554Y2 (ja) * | 1973-11-07 | 1978-10-31 |
-
1977
- 1977-06-22 JP JP7569977A patent/JPS548953A/ja active Granted
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5075756A (ja) * | 1973-11-07 | 1975-06-21 | ||
JPS5132257A (ja) * | 1974-09-13 | 1976-03-18 | Hitachi Ltd | |
JPS5187945A (ja) * | 1975-01-31 | 1976-07-31 | Pioneer Electronic Corp | Ritokuseigyozofukukairo |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS548953A (en) | 1979-01-23 |
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