JPS62178046A - 復調器 - Google Patents
復調器Info
- Publication number
- JPS62178046A JPS62178046A JP1792186A JP1792186A JPS62178046A JP S62178046 A JPS62178046 A JP S62178046A JP 1792186 A JP1792186 A JP 1792186A JP 1792186 A JP1792186 A JP 1792186A JP S62178046 A JPS62178046 A JP S62178046A
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- JP
- Japan
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- signal
- converter
- signals
- input signal
- circuit
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分用〕
本発明は、復調器に係り、特にLSi化に好適なディジ
タルQPSK復調方式に関する。
タルQPSK復調方式に関する。
QPSK変調された信号に対する従来のディジタル復調
装置は、特開昭59−27551に記載のようにアナロ
グ信号をA/D変換し7た後に搬送波と同じ周波数の正
弦波と乗算して濾波することにより、ベースバンド信号
を得ていた。したがって従来の装置によれば、直交した
ベースバンド信号を得るためには、信号に、正弦波を乗
算して、それぞれに濾波(イ)が必要となり、ハード量
、または演算量が大きくなっていた。そのため公開公報
に記載された装置は、このハード量、演算量を減らすた
めに、装置の動作周波数と搬送波周波数、データのクロ
ック周波数がコヒーレントな関係とするものであったが
、乗算器及び濾波器を削減することに関する点について
は全く考慮されていなかった。
装置は、特開昭59−27551に記載のようにアナロ
グ信号をA/D変換し7た後に搬送波と同じ周波数の正
弦波と乗算して濾波することにより、ベースバンド信号
を得ていた。したがって従来の装置によれば、直交した
ベースバンド信号を得るためには、信号に、正弦波を乗
算して、それぞれに濾波(イ)が必要となり、ハード量
、または演算量が大きくなっていた。そのため公開公報
に記載された装置は、このハード量、演算量を減らすた
めに、装置の動作周波数と搬送波周波数、データのクロ
ック周波数がコヒーレントな関係とするものであったが
、乗算器及び濾波器を削減することに関する点について
は全く考慮されていなかった。
従来のQPSK復調方式は、入力信号
P(t)= Pr(t)coswct+ Pc+(t)
sinwctに対して、次のような乗算が行われる。
sinwctに対して、次のような乗算が行われる。
さらに、(1’) 、 (2)式で表わされた信号を
低減濾波器に通してPr、Paの直交ベースバンド信号
を得る。前述した装置は、上記した過程をそのままディ
ジタル演算で行い、演算量を低減させることを[」的と
していた。このため低減量に限界があり伝送レートが高
い場合(数+kbps以上)には、ディジタル処理を行
うことは内鑵であった。
低減濾波器に通してPr、Paの直交ベースバンド信号
を得る。前述した装置は、上記した過程をそのままディ
ジタル演算で行い、演算量を低減させることを[」的と
していた。このため低減量に限界があり伝送レートが高
い場合(数+kbps以上)には、ディジタル処理を行
うことは内鑵であった。
本発明の目的は、上記した過程を省略することにより、
演算量の大幅な低減を図り、伝達レートが高い場合でも
、ディジタル処理を可能とすることにある。
演算量の大幅な低減を図り、伝達レートが高い場合でも
、ディジタル処理を可能とすることにある。
本発明は、アナログ信号をディジタル信号に変換するA
/D変換器のサンプリング信号として、 ・位相がO
およびπ/z(またはその奇数倍)の2つの信号として
、入力信号を別々にA/D変換すれば、それらは互いに
直交関係にあるという特性を用いることによって、回路
構成を部用にして、上記目的を達成しいてる。
/D変換器のサンプリング信号として、 ・位相がO
およびπ/z(またはその奇数倍)の2つの信号として
、入力信号を別々にA/D変換すれば、それらは互いに
直交関係にあるという特性を用いることによって、回路
構成を部用にして、上記目的を達成しいてる。
A/D変換器は、入力信号p(t)と、サンプリング信
号5(t)の乗算の操作を行うものと考えることができ
る。すなわち、A/D変換器出力R(t)は、 R(t)=P(t)・ 5(t) ・
・・(3)で表わされる。5(t)を周期Tのインパル
ス波形とするとき、プーリ1級展開により、 ここに、ws=2π/T、Δtは時間軸上の原点からの
変位量、 と表わすことができる。(3)、(4)より、R(t)
= (PIcoswct+Pc+sinwcts)・
・・(5) (5)式より、(n’5Wc)成分A(t)は、A (
t ) ” CP +cos((nlls−wc)
t−nu、Δt)−Posjn((nws−wc) t
−nws△t))・・・(6) で表わされる。(6)式で、 Δ1=0のとき、 A、1(t)= [Prcos((nwg−wc)
t−PQsjn(nws−wc)tコ ・・・(7) 1” + Pc>cos((nws−17c) tコ・・・(
8) となり(7)、(8)は互に直交関係にあることがわか
る。
号5(t)の乗算の操作を行うものと考えることができ
る。すなわち、A/D変換器出力R(t)は、 R(t)=P(t)・ 5(t) ・
・・(3)で表わされる。5(t)を周期Tのインパル
ス波形とするとき、プーリ1級展開により、 ここに、ws=2π/T、Δtは時間軸上の原点からの
変位量、 と表わすことができる。(3)、(4)より、R(t)
= (PIcoswct+Pc+sinwcts)・
・・(5) (5)式より、(n’5Wc)成分A(t)は、A (
t ) ” CP +cos((nlls−wc)
t−nu、Δt)−Posjn((nws−wc) t
−nws△t))・・・(6) で表わされる。(6)式で、 Δ1=0のとき、 A、1(t)= [Prcos((nwg−wc)
t−PQsjn(nws−wc)tコ ・・・(7) 1” + Pc>cos((nws−17c) tコ・・・(
8) となり(7)、(8)は互に直交関係にあることがわか
る。
以下、本発明の一実施例を第1図〜第5図により説明す
る。第1図は本発明にょるQPSKの一実施例の構成図
である。端子1に入力された信号P (t ) = P
rcoswct+ PQsin%Ict ++
(9)は、A/D変換器2,3によりディジタル信号
に変換される。4は、周波数(sなる信号5(t)を発
生するパルス発生器であり、A/D変換器3は前記5(
1)の立ち一ヒがりのタイミングで入力信号をサンプリ
ンブレ、A/D変換器4は、パルスシフト回路5により
時間シフトされた信号S(し−t)の立ちLがりのタイ
ミングで入力イa号をサンプリングする。今、3 fs
<f c<4 fsとし、Δし= 1 / 4 f s
とすれば、 (7)式より、A/D変換器3の出力AI
(t、)は、 Ax(t、 ) = −(P+cos2wct −PQ
sin2wct)”・(1(1)A/D変換器4の出力
Az(t)は(8)式から、A z(t ) = −(
P rsj、n2tict+ P qcos2wct)
−(l)が得られる。位相回転回路6は上記(10)
、 (l)からWc成分を除去する回路であり、PL
IJ21路7は、 (10) 、 (l)のキャリア周
波数2Wcと同期した信号を得る回路である。位相回転
回路6は、第2図で示された動作を行う、端子10及び
lにはそれぞれA/D変換器2,3出力信号At(t)
。
る。第1図は本発明にょるQPSKの一実施例の構成図
である。端子1に入力された信号P (t ) = P
rcoswct+ PQsin%Ict ++
(9)は、A/D変換器2,3によりディジタル信号
に変換される。4は、周波数(sなる信号5(t)を発
生するパルス発生器であり、A/D変換器3は前記5(
1)の立ち一ヒがりのタイミングで入力信号をサンプリ
ンブレ、A/D変換器4は、パルスシフト回路5により
時間シフトされた信号S(し−t)の立ちLがりのタイ
ミングで入力イa号をサンプリングする。今、3 fs
<f c<4 fsとし、Δし= 1 / 4 f s
とすれば、 (7)式より、A/D変換器3の出力AI
(t、)は、 Ax(t、 ) = −(P+cos2wct −PQ
sin2wct)”・(1(1)A/D変換器4の出力
Az(t)は(8)式から、A z(t ) = −(
P rsj、n2tict+ P qcos2wct)
−(l)が得られる。位相回転回路6は上記(10)
、 (l)からWc成分を除去する回路であり、PL
IJ21路7は、 (10) 、 (l)のキャリア周
波数2Wcと同期した信号を得る回路である。位相回転
回路6は、第2図で示された動作を行う、端子10及び
lにはそれぞれA/D変換器2,3出力信号At(t)
。
A2(t)が入力される。演算器16.17,18゜1
9は乗算器であり、演算器20.21は、それぞれ減算
器、加算器である。端子1.2.13には、PLL回路
により得られた信号、 cos2wct、sin2wc
tが入力されろ。出力端子14および】5でそれぞれ得
られる出力信号Bt(t:)およびBz(t)は、Bt
(t ) = P [/ T lz(t)=−PQ/T となり、入力信号の直交2周相成分が得られる。
9は乗算器であり、演算器20.21は、それぞれ減算
器、加算器である。端子1.2.13には、PLL回路
により得られた信号、 cos2wct、sin2wc
tが入力されろ。出力端子14および】5でそれぞれ得
られる出力信号Bt(t:)およびBz(t)は、Bt
(t ) = P [/ T lz(t)=−PQ/T となり、入力信号の直交2周相成分が得られる。
第3図は、以上の過程を周波数スペクトルとして説明し
たものである。(a)は入力信号P(t)のスペクトル
、(b)は、サンプリング信号S (t ) +S (
t、−At)のスペクトル、(Q)はP (t) S
(t) 。
たものである。(a)は入力信号P(t)のスペクトル
、(b)は、サンプリング信号S (t ) +S (
t、−At)のスペクトル、(Q)はP (t) S
(t) 。
P (t、 ) S (を−At)のスペクトルであり
、この成分のうち4fs−fcの成分がAt(t )
、Az(t )である。(d)はAx(t)、A2(t
)を位相回転によりベースバンドにおとす操作でありこ
れによりB1(t)B2(t)が得られる。
、この成分のうち4fs−fcの成分がAt(t )
、Az(t )である。(d)はAx(t)、A2(t
)を位相回転によりベースバンドにおとす操作でありこ
れによりB1(t)B2(t)が得られる。
次に、本発明による復調器の他の実施例を第4図に示す
。端子22に入力されたキャリア周波数7aなる信号P
(t)は、A/D変換器23によりアナログ・ディジタ
ル変換される。パルス発生器24は、4 f cなる周
波数のパルスを発生し、このパルスの立ち上がりでA/
D変換器23が動作する。分周器25は、スイッチ26
.27を制御する信号を出力する。第5図に分周器25
の出力タイミングとスイッチ26および27の出力信−
号をn=1.Q=1について示す。第5図(a)は入力
信号のサンプリングタイミングをO〜18で示しており
、(b)はスイッチ26の閉じるタイミングを、(e)
はスイッチ27の閉じるタイミングを示すスイッチ1に
より(a)のサンプリング点のうち0,4,8.12・
・・が選択される。また、スイッチ2により1..5,
9,13・・・が選択される。これらの出力は、サンプ
リング周波数fqな信号及びこれらをAt、 = 1.
/ 4 f sだけシフトした信号でサンプリングし
たことと同じになり、実施例1でn−1,に=oとした
ことと同じになる。実施例1と実施例2が等価であるこ
とを一般的に証明する。4 n f sでサンプリング
した1信号を4nごとに取ることにより、結果として得
られた信号のサンプリング周波数は4nfs/4n=f
sとなる。また、第4図の2つのスイッチ26.27が
閉じる時間差Δtは、Qにより決定され、その値は、A
t = Q / 4 n f s (Q = 1 。
。端子22に入力されたキャリア周波数7aなる信号P
(t)は、A/D変換器23によりアナログ・ディジタ
ル変換される。パルス発生器24は、4 f cなる周
波数のパルスを発生し、このパルスの立ち上がりでA/
D変換器23が動作する。分周器25は、スイッチ26
.27を制御する信号を出力する。第5図に分周器25
の出力タイミングとスイッチ26および27の出力信−
号をn=1.Q=1について示す。第5図(a)は入力
信号のサンプリングタイミングをO〜18で示しており
、(b)はスイッチ26の閉じるタイミングを、(e)
はスイッチ27の閉じるタイミングを示すスイッチ1に
より(a)のサンプリング点のうち0,4,8.12・
・・が選択される。また、スイッチ2により1..5,
9,13・・・が選択される。これらの出力は、サンプ
リング周波数fqな信号及びこれらをAt、 = 1.
/ 4 f sだけシフトした信号でサンプリングし
たことと同じになり、実施例1でn−1,に=oとした
ことと同じになる。実施例1と実施例2が等価であるこ
とを一般的に証明する。4 n f sでサンプリング
した1信号を4nごとに取ることにより、結果として得
られた信号のサンプリング周波数は4nfs/4n=f
sとなる。また、第4図の2つのスイッチ26.27が
閉じる時間差Δtは、Qにより決定され、その値は、A
t = Q / 4 n f s (Q = 1 。
3、・・・、2n+1)となり、スイッチ26.27出
力信号は、図1のA/D変換器2,3出力と全く同じこ
とがわかる。
力信号は、図1のA/D変換器2,3出力と全く同じこ
とがわかる。
本発明によれば、信号の同相成分、直交成分を分離する
ための乗算及び、乗算により生じた高調波を除去するた
めの低j或渡波器が不要となるため、ハードウェアまた
はソフトウェアの大幅な低減ができる。
ための乗算及び、乗算により生じた高調波を除去するた
めの低j或渡波器が不要となるため、ハードウェアまた
はソフトウェアの大幅な低減ができる。
第1図は、本発明の実施例1のQPSK復調器の摺成図
、第2図は位相回転回路の構成図、第;3図は、実施例
で示した動作をfi’lJ波数スペグトルで示した図、
第4図は、本発明の他の実施例2のQPSK復調器の構
成図、第5図は、実施例2の動作を示した図である。 1・・・入力端子、2,3・・・A/D変換器、4・・
・パルス発生3;(,5・・・パルスシフト回路、6・
・・位相回転回路、7・ Pr、L回路、8.9−・・
出力端子、10゜1]・・・入力端子、12.13・・
・再生キャリア入力端子、14..15・・・出力端子
、16.17,18゜19・・・乗算器、20・・・減
算器、21・・・加算器、22・・・入力端子、23・
・・A/D変換j4H124・・・パルス発生′/l(
,25・・・分周器、26.27・・・スイッチ、28
・・・位相回転回路、29・・・P L L回路。 30.31・・・出力端子。 f+l!a 第2 図 第 3121 % +口
、第2図は位相回転回路の構成図、第;3図は、実施例
で示した動作をfi’lJ波数スペグトルで示した図、
第4図は、本発明の他の実施例2のQPSK復調器の構
成図、第5図は、実施例2の動作を示した図である。 1・・・入力端子、2,3・・・A/D変換器、4・・
・パルス発生3;(,5・・・パルスシフト回路、6・
・・位相回転回路、7・ Pr、L回路、8.9−・・
出力端子、10゜1]・・・入力端子、12.13・・
・再生キャリア入力端子、14..15・・・出力端子
、16.17,18゜19・・・乗算器、20・・・減
算器、21・・・加算器、22・・・入力端子、23・
・・A/D変換j4H124・・・パルス発生′/l(
,25・・・分周器、26.27・・・スイッチ、28
・・・位相回転回路、29・・・P L L回路。 30.31・・・出力端子。 f+l!a 第2 図 第 3121 % +口
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、キャリア周波数fcで直交変調または位相変調され
た信号を周波数fsなるサンプリング信号s(t)でサ
ンプリングし、アナログ−ディジタル変換する第1のA
/D変換器と、 (n−1)fs<fe≦nfs なる関係を満たす整数nに対して、 Δt=(2k+1)/(4nfs) (但しkは整数)なる時間差をもつ信号S(t−Δt)
をサンプリング信号とし、前記入力信号をA/D変換す
る第2のA/D変換器と、第1および第2のA/D変換
器出力信号の位相回転を行う位相回転回路よりより構成
される回路とを有して構成され、位相回転回路出力に前
記入力信号の同相・直交成分を得ることを特徴とした復
調器。 2、上記入力信号を、第1項記載の復調器において、上
記第1および第2のA/D変換器はサンプリング周波数
4nfsでサンプリングするA/D変換器と、上記A/
D変換器出力信号の標本化列に対して、4nm、及び4
nm+l、(但し、l:1、3、・・・2n+1なる定
数、m:整数値をとる変数)番目の信号を選択し、2信
号に分離するスイッチとで構成されたことを特徴とした
復調器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1792186A JPS62178046A (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1792186A JPS62178046A (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 復調器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62178046A true JPS62178046A (ja) | 1987-08-05 |
Family
ID=11957229
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1792186A Pending JPS62178046A (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 復調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62178046A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008022187A (ja) * | 2006-07-12 | 2008-01-31 | Fujitsu Ten Ltd | 受信装置 |
US8340230B2 (en) | 2008-09-24 | 2012-12-25 | Sony Corporation | Receiving device, receiving method, and program |
-
1986
- 1986-01-31 JP JP1792186A patent/JPS62178046A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008022187A (ja) * | 2006-07-12 | 2008-01-31 | Fujitsu Ten Ltd | 受信装置 |
US8340230B2 (en) | 2008-09-24 | 2012-12-25 | Sony Corporation | Receiving device, receiving method, and program |
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