JPS62163413A - 高周波変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は産業用ロボットや列車等の運転制御を安全に行
うための信号受信回路に用いるフェイルセーフな高周波
変換回路に関する。

〈従来の技術） 入力信号を整流して例えば電磁リレー等の負荷を動作さ
せるためのフェイルセーフな駆動回路は一般的には第４
図のように構成される。

即ち、入力信号ｅ１てトランスＴを負荷とするトランジ
スタＱをスイッチング動作させることにより入力信号ｅ
１を増幅し、これを整流回路１及び平滑コンデンサＣＬ
を介して負荷ＲＬに供給する構成である。

ところが、入力信号ｅｉｎのオン・オフの比率（デユー
ティ比）が極端（例えばＴ　ｚ　：＞　Ｔ　Ｉ、　Ｔ　
１：オン期間、Ｔ２　：オフ期間）である場合には、ト
ランジスタＱのコレクターエミッタ間を経由してトラン
スＴを流れる電流に直流成分が発生してトランスＴを構
成するコアの磁束が飽和するので、これを防ぐためには
、大きなコアを用いるため大型のトランスＴを使用しな
ければならなかった。

また、入力信号Ｓｉｎの周期’ｒ＋　＋’ｌ’２が大き
く低周波である場合、負荷ＲＬが低抵抗値であれば平滑
コンデンサＣ０が大容量値となりやはり大型となってい
た。従って、低周波でオン・オフの比率が極端な入力信
号ｅ、、、に対しては、大型化して実装密度を高める際
に大きな障害になっていた。

ところで、前記入力信号ｅｉｎを第５図に示すＣ−ＭＯ
３による公知の発振回路２のゲート入力とすることによ
って、入力信号ｅ、より高い周波数の出力に変換して取
り出し、例えば前述した第４図の駆動回路へ入力させた
場合には、トランスＴも平滑コンデンサＣＬも共に小型
化することができる。

〈発明が解決しようとする問題点〉 しかしながら、上述したＣ−ＭＯ３による発振回路２で
は、Ｃ−ＭＯＳ内部のゲートが電源に短絡したり、互い
のゲートａｌ＋　ａ　ｚ間が短絡する等の発振条件を満
足するような故障が生じたときには、入力信号ｅｉｎと
は無関係に発振出力を発生する危険があり、フェイルセ
ーフでないという欠点があり、フェイルセーフな受信回
路には採用できない。

本発明は上記の実情に鑑みてなされたもので、フェイル
セーフな受信回路に使用可能な全ての回路故障に対して
安全側に動作するフェイルセーフな高周波変換回路を提
供することを目的とする。

く問題点を解決するための手段〉 このため本発明では、ゲート電圧を少なくとも電源電圧
に設定したプログラマブル・ユニジャンクション・トラ
ンジスタ（以下ＰＵＴとする）による発振回路を備える
と共に、該発振回路のＰＵＴのアノード側入力部に、発
振回路入力信号を前記ＰＵＴのゲート電圧にクランプす
るクランプ回路を接続して構成した。

（作用） 上記の構成において、ＰＵＴによる発振回路のＰＵＴの
ゲート電圧を少なくとも電源電圧に設定して入力信号を
ＰＵＴの前記ゲート電圧にクランプするようにしたので
、入力信号が電源電圧より高くならないと発振出力が発
生しない。そして、発振回路の前段で回路故障が発生す
ると、発振回路の入力信号は電源電圧より高くならない
ので発振出力がな（フェイルセーフとなる。

〈実施例〉 以下本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の高周波変換回路の一実施例を用いたフ
ェイルセーフな受信回路の一例を示すものである。

図において、１０はローパス・フィルタ回路、２０はロ
ーパス・フィルタ回路１０のパルス出力を高周波に変換
する本実施例の高周波変換回路である。

前記ローパス・フィルタ回路１０は入力信号ｅ。

によりオン・オフしてコレクタ側より入力信号に基づく
周波数のパルス信号を出力するトランジスタＱ１１と、
ＰＵＴ１２を用いた発振回路１１と、該発振回路１１の
発振パルスレベルを予め定めた設定値■いと比較して設
定値Ｖい以上のときに出力を発生する例えばシュミット
回路等から構成されるレベル検出回路１３で構成されて
いる。

また、前記発振回路１１について更に詳述する。

この発振回路１１は発振可能な入力信号ｅ、の周波数を
設定するための積分時定数を定める抵抗Ｒ１１１ＲＩ２
及びコンデンサＣＩ　＋と、ＰＵＴ１２がターン・オン
するアノード電圧■１を決定するためのゲート電圧Ｖ９
１（Ｖ９１　＝　Ｒ＋ｓ・Ｖｓ　／　（ＲＩ４＋ＲＩ！
、）。

■＠　：電源電圧）を与える抵抗Ｒ，，，Ｒ，，とカソ
ード負荷抵抗Ｒ１３とを有している。そして、ＰＵＴ１
２がターン・オンした後はＰＵＴ１２に流れるアノード
電流１ｍ　　Ｎ、　＃Ｖ％　／　（Ｒ＋＋＋Ｒ＋ｚ）”
）カケート電流Ｉ９　（Ｉｇ　＃Ｖ＊　　・（ＲＩ４＋
ＲＩＳ）／　Ｒｌａ・Ｒ＋ｓ）よりも大きくなるように
抵抗Ｒ１，。

Ｒ１□＊　Ｒｌａ　＋　Ｒ＋　ｓを設定し、かつ抵抗Ｒ
Ｉ４を十分大きくとることによってアノード電圧が略零
になるまでＰＵＴ１２を導通状態に維持できるように構
成しである。即ち、入力信号レベルが“Ｈ”に立上った
ときだけ高レベルの発振パルスを発生するが、以後は入
力信号が“Ｌ”レベルになるまでＰＵＴ１２が導通し続
けることによって高レベルの発振パルスが繰り返し発生
しないようになっている。

尚、一般にはＲ，、＋Ｒ，□＋　ＲＩ４１　　Ｒ＋ｓ＞
Ｒ＋ｓとなるように設計されるものである。

次に本実施例の高周波変換回路２０の構成を説明する。

この高周波変換回路では、前段のレベル検出回路１３の
出力を入力とするトランジスタＱ２．及び抵抗Ｒ２１か
らなるスイッチ回路と、後段のＰＵＴ２３による発振回
路２２の入力信号電圧をＰＵＴ２３のゲート電圧■９□
にクランプするコンデンサＣＨＩ及びダイオードＤ２Ｉ
からなるクランプ回路２１と、前述の発振回路２２とで
構成される。また、前記発振回路２２は、当該発振回路
２２に弛張発振を起こすための充電抵抗Ｒ２□と、発振
用コンデンサｃ２□と、ＰＵＴ２３と、ゲート抵抗Ｒ２
４及びカソード負荷抵抗ＲＺ３とで構成されている。そ
して、ゲート電圧■９□を電源電圧■６に設定してあり
、アノード電圧Ｖ＠ｔが電源電圧ｖ１より高くなったと
きに弛張発振出力を発生する構成になっている。

次に第２図及び第３図の出力波形タイムチャートを参照
しながら動作を説明する。

まず、ローパス・フィルタ回路１０では、トランジスタ
Ｑ、のベースに入力する入力信号ｅ、が“Ｌ”レベルに
なるとトランジスタＱｌｌがオフとなり、そのコレクタ
側（第１図のａ点）より“Ｈ”レベルの出力が発生する
。そして、この“Ｈ”レベル出力の継続時間が積分時定
数Ｃ１１・　（Ｒ＋＋＋ＲＩ２）　　（特別な場合とし
てＲＩ２＝０のときもある）より大となる低周波入力の
ときにアノード側（第１図のｂ点）がＰＵＴ１２のゲー
ト電圧Ｖ９１に達してＰＵＴ１２がターン・オンし、Ｐ
ＵＴ１２のカソード側（第１図の０点）にレベル検出回
路１３の設定値Ｖい以上のレベルを有する発振パルス■
、が発生し、レベル検出回路１３の出力側（第１図のｄ
点）にパルスが発生する。　一方、高周波数の入力信号
ｅ１のときには、ｂ点の電圧がゲート電圧■９．になら
ないために、ＰＵＴ１２が導通せずカソード側に発振パ
ルスが発生しない。従って、所定周波数以上の入力信号
をカットするフィルタリング機能を有している。

ところで、かかるローパス・フィルタ回路１ｏは発振回
路１１が故障した場合、即ちＰＵＴ１２の故障、抵抗Ｒ
，Ｉ、　　Ｒ，、Ｉ　　ＲＩ：ｌ、　Ｒ，４１Ｒｌｓの
断線故障、コンデンサＣＩ　１の短絡故障は勿論、コン
デンサＣ目の端子の断線故障でも出力を発生しない。

コンデンサＣＩ＋の端子が断線故障した場合には、ａ点
が“Ｈ”レベルになると同時にＰＵＴ１２はターン・オ
ンしてカソード側の０点に出力電圧■。

が発生するが、このときの出力電圧■。はコンデンサＣ
１１の放電出力が重畳されていないため第２図に示すよ
うにレベル検出回路１３の設定値■、よりも低（、従っ
てレベル検出回路１３の出力はなく０−ハス・フィルタ
回路１０の出力は発生しない。

また、入力回路側が故障したときも出力は発生しない。

即ち、トランジスタＱ、のコレクタ側が断線故障してａ
点の電圧レベルが“Ｈ”レベルのままになったときには
、発振回路１１が自己発振のできない構成になっている
ために、ａ点の電圧レベルが“Ｈ”レベルに立上ったと
きのみ高レベルの発振出力が発生してレベル検出回路１
３に出力が発生するだけで、以後は出力は発生しなくな
る。

また、トランジスタＱ、の短絡故障では、ａ点の電圧レ
ベルは“Ｌ”になるので、発振出力は発生せずローパス
・フィルタ回路１０の出力はない。

このように、このローパス・フィルタ回路１０は、入力
回路を含む全ての回路故障に対して出力を生じることが
なくフェイルセーフに構成されている。

次に、後段の本実施例の高周波変換回路２０の動作を第
３図を参照しながら説明する。

第２図に示すレベル検出回路１３の出力パルス即ちロー
パス・フィルタ回路１０からの入力信号ｅ２がスイッチ
回路のトランジスタＣｈｌに入力すると、該トランジス
タＱｚＩのコレクタ側（第１図の１点）に入力信号ｅ２
と反転した出力が発生する。このスイッチ回路の出力は
クランプ回路２１によって電源電圧■、にクランプされ
発振回路２２の入力端（第１図のｇ点）には電源電圧■
８にスイッチ回路の出力を重畳した電圧が発生する。そ
して、ｐｕＴ２３のゲート電圧を電源電圧■３に設定し
であるので、前記入力端の電圧が電源電圧Ｖ８よりも高
くかつその継続時間が積分定数Ｒ２□、ＣＺ２より大の
とき、アノード電圧■１□（第１図のｈ点）が電源電圧
■、に達し、ＰＵＴ２３がターン・オンしそのカソード
側（第１図のｊ点）に発振出力が発生する。ＰＵＴ２３
の導通によりコンデンサＣ２Ｚが放電するとアノード電
圧Ｖａ□が電源電圧Ｖ、より低くなりＰＵＴ２３はター
ン・オフし、再びコンデンサＣ２□の充電が開始される
。このようにして、入力端が“Ｈ”レベルにある間、積
分時定数Ｒ２□・Ｃ２□で決まる周期で高周波発振出力
ｅ３を発生する。従って、この高周波発振出力ｅ３の出
力周波数は、入力周波数に比較して高周波に変換されて
いるために、例えば検波して直流出力とするのに平滑用
コンデンサが小さくできる等整流し易い出力となる。尚
、発振出力を第１図のに点から取り出すようにしてもよ
い。

そして、かかる高周波変換回路２０はその回路故障に対
して次のような特性を有している。

まず、スイッチ回路の故障に対しては、当該スイッチ回
路が“Ｈ”レベル側及び“Ｌ”レベル側のどちら側に故
障してもコンデンサＣ２Ｉを介して結合しているのでそ
の出力がなくなり発振回路２２は発振しない。

また、クランプ回路２１の故障に対しては、ダイオード
Ｄ！＋及びコンデンサＣＨ＋の短絡・断線いずれの故障
の場合でもＰＵＴ２３のアノード電圧Ｖａ２が電源電圧
Ｖ５、即ちゲート電圧よりも大きくならないためＰＵＴ
２３がターン・オンせず発振出力は発生しない。

更に、発振回路２２の故障に対しては、各抵抗Ｒ２□＋
　　Ｒ２３＋　　Ｒ２４の断線故障及びコンデンサＣ２
□の短絡故障の場合には、ＰＵＴ２３はターン・オンせ
ず発振出力は発生しない。また、コンデンサＣ２２が断
線故障したときは、入力信号がある時には、その入力信
号が直接出力されるが、入力信号がなければ出力を生じ
ることはなくフェイルセーフである。

このように、かかる高周波変換回路２０は全ての回路故
障に対して安全側に作用するフェイルセーフな構成にな
っている。また、発振回路２２の出力周期は積分時定数
Ｒ２□・Ｃ２□で定まり、Ｒ２２を大きな値に、Ｃ２□
を小さな値に設定すると、発振回路２２の入力抵抗が大
きくなり、コンデンサＣａｌを小さな容量値のもので低
周波まで変調できる利点がある。

尚、本実施例の高周波変換回路では、ＰＵＴのゲート電
圧を電源電圧■５に設定したが、入力信号の最大レベル
である約２Ｖｓより低ければ電源電圧Ｖｓより高（とも
よく、外部から供給してもよい。また、ＰＵＴ２３はＰ
ＮＰ　）ランジスタとＮＰＮＩ−ランジスタによる等価
回路で表せるため、トランジスタでも構成できることは
言うまでもない。

〈発明の効果〉 以上述べたように本発明によれば、全ての回路故障に対
して高周波の発振出力が発生しないフェイルセーフな高
周波変換回路を実現できる。従って、低周波の入力信号
に対してトランスと平滑コンデンサを用いた負荷駆動回
路を使用する場合でも、フェイルセーフな構成でしかも
トランス及び平滑コンデンサを小型化でき実装密度を高
めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係わる高周波変換回路の一実施例を適
用した受信回路の回路図、第２図はローパス・フィルタ
回路の要部の出力波形タイムチャート、第３図は本実施
例の高周波変換回路の要部の出力波形タイムチャート、
第４図はフェイルセーフな負荷駆動回路の回路図、第５
図は従来の高周波変換回路の回路図である。 ２１・・・クランプ回路　　２２・・・発振回路　　２
３・・・ＰＵＴ　　　Ｑ！、・　）ランジスタ　　Ｒｚ
＋、　　Ｒｚｚ、　　Ｒ２３、Ｒ２４・・・抵抗　　Ｃ
ｚｌ、　　Ｃ２□・・・コンデンサ［）ｚ＋・・・ダイ
オード

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ゲート電圧を少なくとも電源電圧に設定したプログラマ
   ブル・ユニジャンクション・トランジスタによる発振回
   路を備えると共に、該発振回路のプログラマブル・ユニ
   ジャンクション・トランジスタのアノード側入力部に、
   発振回路入力信号を前記プログラマブル・ユニジャンク
   ション・トランジスタのゲート電圧にクランプするクラ
   ンプ回路を接続して構成したことを特徴とする高周波変
   換回路。