JPH03118760A - ブロツキング発振式スイツチングレギユレータ用回路装置 - Google Patents
ブロツキング発振式スイツチングレギユレータ用回路装置Info
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- JPH03118760A JPH03118760A JP2260297A JP26029790A JPH03118760A JP H03118760 A JPH03118760 A JP H03118760A JP 2260297 A JP2260297 A JP 2260297A JP 26029790 A JP26029790 A JP 26029790A JP H03118760 A JPH03118760 A JP H03118760A
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- switching regulator
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はブロッキング発振式スイッチングレギュレー
タ用回路装置に関するものである。
タ用回路装置に関するものである。
このような回路を存するブロッキング発振器は家庭およ
び産業エレクトロニクスの分野に多様に応用されており
、また種々の実施例で知られている。これについてはた
とえばヨアヒム、ヴユステフーベ（Ｊｏａｃｈｉｍ Ｗ
ｉＪｓｔｅｈｕｂｅ ） “スイッチングレギュレー
タ（Ｓｃｈａｌｔｎｅｔｚｔｅｉｌｅ）”、エクスパー
ト（［！ｘｐｅｒｔ）出版、ダラーフェナウ（Ｇｒａｆ
ｅｎａｕ）、１９７９年、特に第３．３章に記載されて
いる。
び産業エレクトロニクスの分野に多様に応用されており
、また種々の実施例で知られている。これについてはた
とえばヨアヒム、ヴユステフーベ（Ｊｏａｃｈｉｍ Ｗ
ｉＪｓｔｅｈｕｂｅ ） “スイッチングレギュレー
タ（Ｓｃｈａｌｔｎｅｔｚｔｅｉｌｅ）”、エクスパー
ト（［！ｘｐｅｒｔ）出版、ダラーフェナウ（Ｇｒａｆ
ｅｎａｕ）、１９７９年、特に第３．３章に記載されて
いる。
ブロッキング発振器は変圧器を含んでおり、その−次巻
線は電気的スイッチを介して直流電圧、たとえば整流か
つ平滑化された電源電圧に接続されており、またその二
次回路から同じく整流かつ平滑化された電圧が取り出さ
れる。第１の期間、すなわち導通期間においてはスイッ
チは導通している。その場合、−次回路に電流が流れ、
変圧器は電気エネルギーを受入れて磁気的に蓄積する。
線は電気的スイッチを介して直流電圧、たとえば整流か
つ平滑化された電源電圧に接続されており、またその二
次回路から同じく整流かつ平滑化された電圧が取り出さ
れる。第１の期間、すなわち導通期間においてはスイッ
チは導通している。その場合、−次回路に電流が流れ、
変圧器は電気エネルギーを受入れて磁気的に蓄積する。
第２の動作期間、すなわち遮断期間においてはスイッチ
が一次側の電流を遮断し、その結果として変圧器に却け
る電圧がその極性を反転し、二次回路に電流が流れ、ま
た変圧器が磁気的に蓄積されたエネルギーを負荷に放出
する。
が一次側の電流を遮断し、その結果として変圧器に却け
る電圧がその極性を反転し、二次回路に電流が流れ、ま
た変圧器が磁気的に蓄積されたエネルギーを負荷に放出
する。
新しい動作サイクルは、主として２つの理由で、変圧器
が完全に減磁されているときに初めて開始すべきである
。変圧器がその磁気エネルギーを完全に放出し終わらな
いうちに導通期間が開始されると、変圧器は複数のサイ
クルの後に飽和状態まで駆動され得る。この状態では変
圧器は最小のインダクタンスしか有しておらず、従って
場合によってはスイッチ、たとえばＳ Ｉ ＰＭＯ３）
ランジスタを損傷する高い一次電流が流れる。さらに、
スイッチングトランジスタの駆動のために必要な情報を
一次電流を介してスイッチングトランジスタのエミッタ
回路内の検出抵抗を使用せずに得ることができるように
するためにも、残留なしの減磁に努めなければならない
。
が完全に減磁されているときに初めて開始すべきである
。変圧器がその磁気エネルギーを完全に放出し終わらな
いうちに導通期間が開始されると、変圧器は複数のサイ
クルの後に飽和状態まで駆動され得る。この状態では変
圧器は最小のインダクタンスしか有しておらず、従って
場合によってはスイッチ、たとえばＳ Ｉ ＰＭＯ３）
ランジスタを損傷する高い一次電流が流れる。さらに、
スイッチングトランジスタの駆動のために必要な情報を
一次電流を介してスイッチングトランジスタのエミッタ
回路内の検出抵抗を使用せずに得ることができるように
するためにも、残留なしの減磁に努めなければならない
。
変圧器減磁の監視のために、適当な変圧器巻線、たとえ
ば二次巻線の１つと固定的に結合されてし）る！Ｍｌ！
ｆｆ巻線における電圧を遮断期間中に測定する方法があ
る。すなわち、変圧器がその蓄積されたエネルギーを完
全に放出し終わると、測定電圧はその極性を反転する。
ば二次巻線の１つと固定的に結合されてし）る！Ｍｌ！
ｆｆ巻線における電圧を遮断期間中に測定する方法があ
る。すなわち、変圧器がその蓄積されたエネルギーを完
全に放出し終わると、測定電圧はその極性を反転する。
この場合、零通過を検出し、スイッチングトランジスタ
が零通過検出器によるレリーズの後に初めて再び導通状
態にされるようにするだけでよい。
が零通過検出器によるレリーズの後に初めて再び導通状
態にされるようにするだけでよい。
上記の監視技術は完全に擾乱なしではない、変圧器内の
寄生的要素に基づいて測定電圧が遮断期間の開始時に後
振動する。二次側の短絡の際に、変圧器が既に減磁され
ていないのに、この“後振動”が極性反転に通じ得る。
寄生的要素に基づいて測定電圧が遮断期間の開始時に後
振動する。二次側の短絡の際に、変圧器が既に減磁され
ていないのに、この“後振動”が極性反転に通じ得る。
スイッチングトランジスタがこの振動により生ずる零通
過の際に応答しないように、零通過検出器の情報が遮断
期間の開始後の特定の時間中は無視されるように駆動論
理回路が構成されている。このような振動カットオフは
確かに比較的Ｐ！単に実現され得るが、なおすべての擾
乱源を検出しない、すなわち、出力側に突然の短絡が誘
導性および容量性成分により生ずることを排除し得ない
。このような短絡の際に出力電圧は小さい値に崩壊し、
その際に出力電圧は先ず小さい振幅で零点の前後を振動
する。いま短絡がカットオフされた時間の後に初めて行
われると、それにより生ずる零通過はスイッチングトラ
ンジスタに対する早過ぎる開始パルスをトリガする。そ
の結果は、変圧器を飽和に対して比較的大きい余裕を有
するものとして構成すれば、確かに許容可能であるが、
このような構成部品は大形で高価である。出力回路のな
かの短絡振動を、平滑化コンデンサに対して逆並列に接
続されたダイオードにより防止することも考えられる。
過の際に応答しないように、零通過検出器の情報が遮断
期間の開始後の特定の時間中は無視されるように駆動論
理回路が構成されている。このような振動カットオフは
確かに比較的Ｐ！単に実現され得るが、なおすべての擾
乱源を検出しない、すなわち、出力側に突然の短絡が誘
導性および容量性成分により生ずることを排除し得ない
。このような短絡の際に出力電圧は小さい値に崩壊し、
その際に出力電圧は先ず小さい振幅で零点の前後を振動
する。いま短絡がカットオフされた時間の後に初めて行
われると、それにより生ずる零通過はスイッチングトラ
ンジスタに対する早過ぎる開始パルスをトリガする。そ
の結果は、変圧器を飽和に対して比較的大きい余裕を有
するものとして構成すれば、確かに許容可能であるが、
このような構成部品は大形で高価である。出力回路のな
かの短絡振動を、平滑化コンデンサに対して逆並列に接
続されたダイオードにより防止することも考えられる。
しかしながら、安価なダイオードはあまり大きい電流に
耐えられず、従ってこの対策は小電力のスイッチングレ
ギュレータに制限されている。
耐えられず、従ってこの対策は小電力のスイッチングレ
ギュレータに制限されている。
本発明の課題は、冒頭に記載した種類のスイッチングレ
ギュレータを、変圧器の減磁を擾乱が確実に生じないよ
うに、また特別な回路費用なしに監視し得るように改良
することである０回路はその際に、スイッチングレギュ
レータがコンパクトな構成形態を有し得るように、また
小さい出力電力に制限されていないように構成されてい
なければならない。
ギュレータを、変圧器の減磁を擾乱が確実に生じないよ
うに、また特別な回路費用なしに監視し得るように改良
することである０回路はその際に、スイッチングレギュ
レータがコンパクトな構成形態を有し得るように、また
小さい出力電力に制限されていないように構成されてい
なければならない。
この課凹を解決するため、本発明によれば、（１）スイ
ッチングレギュレータが ａ）直流電圧源の回路内に電気的スイッチと直列に位置
する一次巻線と、負荷と接続されている二次巻線とを含
んでいる磁化可能な変圧器を含んでおり、 ｂ）スイッチングレギュレータの作動中に変圧器が、ス
イッチがスイッチオンされている第１の期ｒｊｌ（導ｉ
Ｉ！期間）中に磁化され、またスイッチがスイッチオフ
されている第２の期間（遮断期間）中に減磁され、 （２）回路装置が ａ）変圧器巻線から電圧（フィードバック電圧）を取り
出し、またスイッチオフされているスイッチのスイッチ
オンを、フィードバック電圧が第１の極性を有する値か
ら特定のしきい値へ低下するときに初めて許す減磁監視
装置を含んでおり、 ｂ）減磁監視装置がしきい値に時間に関係する経過を与
えるスイッチング手段を含んでおり、 ｃ）しきい値がスイッチングレギュレータの始動後に先
ず値零からまたは第１の極性の１つの値から出発し、次
いで、定格負荷のもとに負荷に降下する電圧（負荷電圧
）が上昇し始める時点の前にシフトが開始しないという
条件付きで、第２の極性を有する値へシフトされる ものである。
ッチングレギュレータが ａ）直流電圧源の回路内に電気的スイッチと直列に位置
する一次巻線と、負荷と接続されている二次巻線とを含
んでいる磁化可能な変圧器を含んでおり、 ｂ）スイッチングレギュレータの作動中に変圧器が、ス
イッチがスイッチオンされている第１の期ｒｊｌ（導ｉ
Ｉ！期間）中に磁化され、またスイッチがスイッチオフ
されている第２の期間（遮断期間）中に減磁され、 （２）回路装置が ａ）変圧器巻線から電圧（フィードバック電圧）を取り
出し、またスイッチオフされているスイッチのスイッチ
オンを、フィードバック電圧が第１の極性を有する値か
ら特定のしきい値へ低下するときに初めて許す減磁監視
装置を含んでおり、 ｂ）減磁監視装置がしきい値に時間に関係する経過を与
えるスイッチング手段を含んでおり、 ｃ）しきい値がスイッチングレギュレータの始動後に先
ず値零からまたは第１の極性の１つの値から出発し、次
いで、定格負荷のもとに負荷に降下する電圧（負荷電圧
）が上昇し始める時点の前にシフトが開始しないという
条件付きで、第２の極性を有する値へシフトされる ものである。
本発明による回路装置は、実際に生ずるフィードバック
電圧の零通過のうち、ｌ１しギー放出により変圧器内に
生ずるもの以外はすべて無視する。
電圧の零通過のうち、ｌ１しギー放出により変圧器内に
生ずるもの以外はすべて無視する。
本発明による回路装置はこのことを、たとえ４ｆ零通過
検出器に対してむだ時間を導入することによってではな
く、スイッチングしき（１を値Ｏに対してシフトするこ
とにより達成する。その際にシフトの大きさは、しきい
値が一方では振動および短絡により惹起される電圧変動
により到達されなし１ように、他方では減磁後に負の電
圧ピークにより上方超過されないように選定されなけれ
ばならない、この電圧ピークはスイッチングレギエレー
タの瞬時の出力電圧に関係している。従って、しきい値
シフトはスイッチングレギエレータの始動の際に零（ま
たは第１の極性の非常に小さい値）から出発し、また発
振過程の間に出力電圧のビルドアップに向かわなければ
ならない。
検出器に対してむだ時間を導入することによってではな
く、スイッチングしき（１を値Ｏに対してシフトするこ
とにより達成する。その際にシフトの大きさは、しきい
値が一方では振動および短絡により惹起される電圧変動
により到達されなし１ように、他方では減磁後に負の電
圧ピークにより上方超過されないように選定されなけれ
ばならない、この電圧ピークはスイッチングレギエレー
タの瞬時の出力電圧に関係している。従って、しきい値
シフトはスイッチングレギエレータの始動の際に零（ま
たは第１の極性の非常に小さい値）から出発し、また発
振過程の間に出力電圧のビルドアップに向かわなければ
ならない。
本発明により行われるしきい値シフトは、零通過検出器
に和電圧を導くことにより特に簡単に実現され得る。こ
の電圧は既にこれまでにも便用されているフィードバッ
ク電圧と、時間的にしきい値シフトと等しい経過を有し
、ただし反転された符号を有する補正電圧とから成って
いる。
に和電圧を導くことにより特に簡単に実現され得る。こ
の電圧は既にこれまでにも便用されているフィードバッ
ク電圧と、時間的にしきい値シフトと等しい経過を有し
、ただし反転された符号を有する補正電圧とから成って
いる。
補正電圧はたとえば出力電圧に比例する信号であってよ
い、その場合、両信号の重畳は、両信号線を適当な個所
で適当に選定されたオーム抵抗を介して互いに接続する
ことにより行われ得る。この代替例はなかんずく、従来
の駆動ＩＣにより実現され得る点で望ましい、単に外部
回路に別の構成要素を挿入すればよい。
い、その場合、両信号の重畳は、両信号線を適当な個所
で適当に選定されたオーム抵抗を介して互いに接続する
ことにより行われ得る。この代替例はなかんずく、従来
の駆動ＩＣにより実現され得る点で望ましい、単に外部
回路に別の構成要素を挿入すればよい。
しばしば駆動モジュールは、装置の始動後に発生される
ランプ電圧がスイッチングトランジスタの駆動パルスを
徐々に高くする始動回路を含んでいる。この場合、補正
電圧を、場合によっては成る時間遅れをもって、ランプ
電圧の上に重ねることは適切である。この代替例は、補
正電圧が出力側の電圧に無関係であり、従って出力側の
短絡が存在する際の発振の試みが直ちに中断されるとい
う利点を有する。
ランプ電圧がスイッチングトランジスタの駆動パルスを
徐々に高くする始動回路を含んでいる。この場合、補正
電圧を、場合によっては成る時間遅れをもって、ランプ
電圧の上に重ねることは適切である。この代替例は、補
正電圧が出力側の電圧に無関係であり、従って出力側の
短絡が存在する際の発振の試みが直ちに中断されるとい
う利点を有する。
本発明の他の有利な構成は請求項２以下に記載されてい
る。
る。
以下、図面に示されている実施例により本発明を一層詳
細に説明する０図・間中で互いに相応する部分には同一
の参照符号が付されている。
細に説明する０図・間中で互いに相応する部分には同一
の参照符号が付されている。
第１図には、端子１と２との間に与えられている電源電
圧から安定化された直流電圧を端子３．４に発生する自
動ブロッキング発振式スイッチングレギュレータの回路
が示されている。このために先ず電源電圧が整流器５で
整流され、コンデンサ６で平滑化され、電気的スイッチ
、いまの場合にはＳ Ｉ ＰＭＯ３トランジスタ７を介
して変圧器９の第１の一次巻線（供給巻線８）に導かれ
る。
圧から安定化された直流電圧を端子３．４に発生する自
動ブロッキング発振式スイッチングレギュレータの回路
が示されている。このために先ず電源電圧が整流器５で
整流され、コンデンサ６で平滑化され、電気的スイッチ
、いまの場合にはＳ Ｉ ＰＭＯ３トランジスタ７を介
して変圧器９の第１の一次巻線（供給巻線８）に導かれ
る。
トランジスタ７の導通期間の間はエネルギーが磁気的に
変圧器９のなかに蓄積される。遮断期間ではこのエネル
ギーが変圧器９の二次巻線１０を介して、端子３と４と
の間に接続されている図示されていない負荷に放出され
る。負荷に降下する電圧はダイオード１１および充電コ
ンデンサ１２を介して整流かつ平滑化されている。
変圧器９のなかに蓄積される。遮断期間ではこのエネル
ギーが変圧器９の二次巻線１０を介して、端子３と４と
の間に接続されている図示されていない負荷に放出され
る。負荷に降下する電圧はダイオード１１および充電コ
ンデンサ１２を介して整流かつ平滑化されている。
トランジスタのパルス幅変調駆動のために回路は駆動モ
ジュールＩｓ、いまの例では一般に入手可能なモジュー
ルＴＤＡ４６０５を含んでいる。
ジュールＩｓ、いまの例では一般に入手可能なモジュー
ルＴＤＡ４６０５を含んでいる。
駆動モジュールおよびその外部接続回路はシーメンス製
品情報“家庭エレクトロニクス用のＩＣ”１９８７年８
月発行、第４６〜６３頁、ならびドイツ連邦共和国特許
出願第Ｐ３９０２１６４．５号明細書に詳細に説明され
ている。従って、回路装置を以下では本発明の理解に必
要な範囲でのみ図示しかつ説明する。
品情報“家庭エレクトロニクス用のＩＣ”１９８７年８
月発行、第４６〜６３頁、ならびドイツ連邦共和国特許
出願第Ｐ３９０２１６４．５号明細書に詳細に説明され
ている。従って、回路装置を以下では本発明の理解に必
要な範囲でのみ図示しかつ説明する。
トランジスタのスイッチオンのためにモジエールＩｓは
ビンａに第１の電圧信号（フィードバック電圧）を受け
る。この信号は二次巻線と固定的に結合されている第２
の巻線（１１ｗ１巻線１３）から抵抗１４および１５を
介して供給される。パルス幅を決定するためモジュール
Ｉｓは調節巻線から端子すにｉ１１信号を受け、この調
節信号はダイオード１６および充電コンデンサ１７を介
して先ず整流かつ平滑化され、続いて抵抗１８．１９お
よび２０から形成された分圧器のなかで降圧される、高
周波成分のピーク整流を避けるため、抵抗１４は低域通
過フィルタを形成するように別のコンデンサ２１により
補われている。調！Ｉｆｆ電圧と１つの内部参照電圧と
の比較により、ピンＣから取り出される出力パルスの幅
は二次側の負荷にマツチングされる。スイッチングレギ
ュレータが始動後にソフトに始動するように、駆動モジ
ュールのビンｄと接続されており装置のスイッチオンの
際にランプ電圧を発生する別のコンデンサ２２がパルス
幅を徐々に大きくするように計らう、こうして、スイッ
チングレギュレータのスイッチング周波数がスイッチオ
ン期間中に可聴範囲に入ることが回避される。
ビンａに第１の電圧信号（フィードバック電圧）を受け
る。この信号は二次巻線と固定的に結合されている第２
の巻線（１１ｗ１巻線１３）から抵抗１４および１５を
介して供給される。パルス幅を決定するためモジュール
Ｉｓは調節巻線から端子すにｉ１１信号を受け、この調
節信号はダイオード１６および充電コンデンサ１７を介
して先ず整流かつ平滑化され、続いて抵抗１８．１９お
よび２０から形成された分圧器のなかで降圧される、高
周波成分のピーク整流を避けるため、抵抗１４は低域通
過フィルタを形成するように別のコンデンサ２１により
補われている。調！Ｉｆｆ電圧と１つの内部参照電圧と
の比較により、ピンＣから取り出される出力パルスの幅
は二次側の負荷にマツチングされる。スイッチングレギ
ュレータが始動後にソフトに始動するように、駆動モジ
ュールのビンｄと接続されており装置のスイッチオンの
際にランプ電圧を発生する別のコンデンサ２２がパルス
幅を徐々に大きくするように計らう、こうして、スイッ
チングレギュレータのスイッチング周波数がスイッチオ
ン期間中に可聴範囲に入ることが回避される。
定格作動中はｔｌＮｌＮ線巻線電圧ｎ３）は第２図中に
示されている経過を有する０時点ｔ１で遮断期間が開始
する、すなわち、導通期間中は負の電圧が正になり、そ
の後に変圧器内の不可避の寄生要素に基づいてしばらく
後振動し、続いて出力電圧に関係する１つのレベル■１
に安定し、最後に、エネルギーが変圧器から完全に流出
したときに、零以下の１つの値■８に低下する。出力端
が短絡されていれば、Ｕｎは遮断期間中に１つの比較的
小さい正の値にのみ達し、その結果、第３図中に示され
ているように、電圧振動が遮断期間の開始時に符号反転
に通じ得る。望ましくない零通過が、スイッチングレギ
ュレータの作動中に出力側に突然に短絡が生じ、短絡さ
れた回路が誘導性および容量性成分を有するときにも生
じ得る（第４図）。
示されている経過を有する０時点ｔ１で遮断期間が開始
する、すなわち、導通期間中は負の電圧が正になり、そ
の後に変圧器内の不可避の寄生要素に基づいてしばらく
後振動し、続いて出力電圧に関係する１つのレベル■１
に安定し、最後に、エネルギーが変圧器から完全に流出
したときに、零以下の１つの値■８に低下する。出力端
が短絡されていれば、Ｕｎは遮断期間中に１つの比較的
小さい正の値にのみ達し、その結果、第３図中に示され
ているように、電圧振動が遮断期間の開始時に符号反転
に通じ得る。望ましくない零通過が、スイッチングレギ
ュレータの作動中に出力側に突然に短絡が生じ、短絡さ
れた回路が誘導性および容量性成分を有するときにも生
じ得る（第４図）。
いま変圧器の完全な減磁により生ずる零週過のみがトラ
ンジスタ７のスイッチオンをトリガするように、スイッ
チングしきいが第２図ないし第４図中に鎖線の直線２３
により表されている１つの値に下げられている０回路技
術的にこのスイッチングしきいのシフトは、フィードバ
ック信号を導く導線が調節電圧導線と平滑コンデンサエ
フの位置で抵抗２４を介して接続されていることにより
達成される。この対策によりフィードバック信号に調節
電圧、すなわち出力電圧に比例する１つの補正電圧が加
算される。すなわち駆動モジュール内の零通過検出器は
１つの和電圧を受ける。このｌａ電圧は、フィードバッ
ク電圧が正の補正電圧をまさに補償する１つの負の値に
低下したときに零を通過し、トランジスタ７に対するス
イッチオンパルスをレリーズする。
ンジスタ７のスイッチオンをトリガするように、スイッ
チングしきいが第２図ないし第４図中に鎖線の直線２３
により表されている１つの値に下げられている０回路技
術的にこのスイッチングしきいのシフトは、フィードバ
ック信号を導く導線が調節電圧導線と平滑コンデンサエ
フの位置で抵抗２４を介して接続されていることにより
達成される。この対策によりフィードバック信号に調節
電圧、すなわち出力電圧に比例する１つの補正電圧が加
算される。すなわち駆動モジュール内の零通過検出器は
１つの和電圧を受ける。このｌａ電圧は、フィードバッ
ク電圧が正の補正電圧をまさに補償する１つの負の値に
低下したときに零を通過し、トランジスタ７に対するス
イッチオンパルスをレリーズする。
第５図には、補正電圧を負荷に無関係に発生する方策が
示されている。前記のように、コンデンサ２２にはスイ
ッチングレギュレータの始動後に、コンデンサが参照電
圧源Ｕｌ＊ｆｌから電流源２５を介して充電されること
によりビルドアップされるランプ電圧が与えられている
。いまランプ電圧をエミッタホロワ−として接続されて
いるトランジスタ２６（そのコレクターエミッタ間バス
は一方では参照電圧源Ｕｌｌｅｆｌと、他方では抵抗２
７を介して、いまの場合には差増幅器２８により形成さ
れている零通過検出器の信号入力端と接続されている）
のベースに導くと、フィードバック信号に補正電圧が重
畳される。この補正信号はスイッチングレギュレータの
始動後に、ベースに与えられている徐々に増大するラン
プ電圧がトランジスタを導通状態にするまでは零であり
、その後に正になり、またトランジスタの飽和により一
定の値に達する。零検出器は、その入力端に与えられて
いる和電圧、が他方の検出器入力端に与えられる零（＋
３０ｍＶ）に位置する参照電圧Ｕ＊＊ｔＸよりも負にな
るときに応動する。）１正電圧は負荷に無関係であるの
で、スイッチング手段は、補正電圧が過度に早く正にな
らず、また過度に正の値をとらないように構成されてい
なければならない、さもなければスイッチングレギュレ
ータは発振しないであろう。
示されている。前記のように、コンデンサ２２にはスイ
ッチングレギュレータの始動後に、コンデンサが参照電
圧源Ｕｌ＊ｆｌから電流源２５を介して充電されること
によりビルドアップされるランプ電圧が与えられている
。いまランプ電圧をエミッタホロワ−として接続されて
いるトランジスタ２６（そのコレクターエミッタ間バス
は一方では参照電圧源Ｕｌｌｅｆｌと、他方では抵抗２
７を介して、いまの場合には差増幅器２８により形成さ
れている零通過検出器の信号入力端と接続されている）
のベースに導くと、フィードバック信号に補正電圧が重
畳される。この補正信号はスイッチングレギュレータの
始動後に、ベースに与えられている徐々に増大するラン
プ電圧がトランジスタを導通状態にするまでは零であり
、その後に正になり、またトランジスタの飽和により一
定の値に達する。零検出器は、その入力端に与えられて
いる和電圧、が他方の検出器入力端に与えられる零（＋
３０ｍＶ）に位置する参照電圧Ｕ＊＊ｔＸよりも負にな
るときに応動する。）１正電圧は負荷に無関係であるの
で、スイッチング手段は、補正電圧が過度に早く正にな
らず、また過度に正の値をとらないように構成されてい
なければならない、さもなければスイッチングレギュレ
ータは発振しないであろう。
本発明は図示された実施例に限定されない。たとえばス
イッチングレギュレータはほぼ定格作動中に固定周波数
で動作するように構成されていてもよい、さらに、しき
い値シフトは、零通過検出器が相応の補正されたフィー
ドバック信号を与えること以外の方法によっても実現さ
れ得る。たとえば、入力信号の代わりに検出器の応答し
きいを変更することも考えられる。その他の点でもう一
回明確にすべきこととして、用語“零通過検出器”はい
まの関連では、その応答しきいがＯと第１の極性の非常
に小さい値ＵＡ３との間に位置することを意味し、その
際に通常はＵａｓ＜ １ ／ ４０ Ｕｌｓが成り立つ
。
イッチングレギュレータはほぼ定格作動中に固定周波数
で動作するように構成されていてもよい、さらに、しき
い値シフトは、零通過検出器が相応の補正されたフィー
ドバック信号を与えること以外の方法によっても実現さ
れ得る。たとえば、入力信号の代わりに検出器の応答し
きいを変更することも考えられる。その他の点でもう一
回明確にすべきこととして、用語“零通過検出器”はい
まの関連では、その応答しきいがＯと第１の極性の非常
に小さい値ＵＡ３との間に位置することを意味し、その
際に通常はＵａｓ＜ １ ／ ４０ Ｕｌｓが成り立つ
。
第１図は第１の実施例の回路装置を著しく簡単化して示
す回路図、第２図は第１図中の変圧器の調節巻線に与え
られている電圧Ｕｌｆｆの定格作動中の時間的経過を示
す図、第３図は短絡作動中の電圧Ｕ１３を第２図の場合
と等しい図示の仕方で示す図、第４図は出力回路内の突
然の短絡の際の電圧を第２図の場合と等しい図示の仕方
で示す図、第５図は本発明の第２の実施例を著しく簡単
化して示す回路図である。 ５・・・整流器 ７・・・スイッチ ８・・・−次巻線 ９・・・変圧器 １０・・・二次巻線 １１・・・ダイオード １３・・・調節巻線 １４．１５・・・抵抗 １６・・・ダイオード １７・・・コンデンサ １８〜２０・・・抵抗 ２１．２２・・・コンデンサ ２３・・・しきい値 ２４・・・抵抗 ２５・・・電流源 ２６・・・トランジスタ ２７・・・抵抗 ２８・・・零通過検出器 Ｉｓ・・・駆動モジェール
す回路図、第２図は第１図中の変圧器の調節巻線に与え
られている電圧Ｕｌｆｆの定格作動中の時間的経過を示
す図、第３図は短絡作動中の電圧Ｕ１３を第２図の場合
と等しい図示の仕方で示す図、第４図は出力回路内の突
然の短絡の際の電圧を第２図の場合と等しい図示の仕方
で示す図、第５図は本発明の第２の実施例を著しく簡単
化して示す回路図である。 ５・・・整流器 ７・・・スイッチ ８・・・−次巻線 ９・・・変圧器 １０・・・二次巻線 １１・・・ダイオード １３・・・調節巻線 １４．１５・・・抵抗 １６・・・ダイオード １７・・・コンデンサ １８〜２０・・・抵抗 ２１．２２・・・コンデンサ ２３・・・しきい値 ２４・・・抵抗 ２５・・・電流源 ２６・・・トランジスタ ２７・・・抵抗 ２８・・・零通過検出器 Ｉｓ・・・駆動モジェール
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）ブロッキング発振式スイッチングレギュレータ用の
回路装置において、 （１）スイッチングレギュレータが ａ）直流電圧源の回路内に電気的スイッチと直列に位置
する一次巻線と、負荷と接続されている二次巻線とを含
んでいる磁化可能な変圧器を含んでおり、 ｂ）スイッチングレギュレータの作動中に変圧器が、ス
イッチがスイッチオンされている第１の期間（導通期間
）中に磁化され、またスイッチがスイッチオフされてい
る第２の期間（遮断期間）中に減磁され、 （２）回路装置が ａ）変圧器巻線から電圧（フィードバック電圧）を取り
出し、またスイッチオフされているスイッチのスイッチ
オンを、フィードバック電圧が第１の極性を有する値か
ら特定のしきい値へ低下するときに初めて許す減磁監視
装置を含んでおり、 ｂ）減磁監視装置がしきい値（２３）に時間に関係する
経過を与えるスイッチング手段を含んでおり、 ｃ）しきい値（２３）がスイッチングレギュレータの始
動後に先ず値零からまたは第１の極性の１つの値から出
発し、 次いで、定格負荷のもとに負荷に降下する電圧（負荷電
圧）が上昇し始める時点の前にシフトが開始しないとい
う条件付きで、第２の極性を有する値へシフトされる ことを特徴とするブロッキング発振式スイッチングレギ
ュレータ用回路装置。 ２）しきい値（２３）のシフトが負荷電圧に比例して行
われることを特徴とする請求項１記載の回路装置。 ３）しきい値（２３）のシフトが、負荷電圧がその定格
値に達したときに初めて行われることを特徴とする請求
項１記載の回路装置。 ４）減磁監視装置が、フィードバック電圧を受信する零
通過検出器を含んでおり、回路装置であって、零通過検
出器（２８）がフィードバック電圧および時間に関係す
る補正電圧から形成された和電圧を受信し、その際に補
正電圧がしきい値と反転された符号で比例する経過を有
することを特徴とする請求項１記載の回路装置。 ５）ブロッキング発振式スイッチングレギュレータの変
圧器が別の巻線（調節巻線）を含んでおり、この巻線か
らフィードバック電圧とならんで負荷電圧に比例する別
の電圧（調節電圧）が導き出され、補正電圧が調節電圧
から得られることを特徴とする請求項４記載の回路装置
。 ６）調節電圧から補正電圧を得るため、調節電圧を導く
導線と零通過検出器（２８）の入力端との間にオーム抵
抗（２４）が挿入されていることを特徴とする請求項５
記載の回路装置。 ７）スイッチングレギュレータの始動後にランプ電圧が
ビルドアップされ、補正電圧がランプ電圧から得られる
ことを特徴とする請求項４記載の回路装置。 ８）ランプ電圧がスイッチングレギュレータの始動の後
に直ちにビルドアップされるときには、補正電圧がラン
プ電圧に対して時間的遅れをもって上昇することを特徴
とする請求項７記載の回路装置。 ９）ランプ電圧が、スイッチングレギュレータの始動後
に参照電圧源から充電されるコンデンサによりビルドア
ップされ、補正電圧を得るためコンデンサ電圧が、エミ
ッタホロワーとして接続されているトランジスタ（２６
）のベースに導かれ、そのエミッタが抵抗（２７）を介
して零通過検出器（２８）の信号入力端に与えられてい
ることを特徴とする請求項８記載の回路装置。 １０）テレビジョン装置に使用することを特徴とする請
求項１ないし９のいずれか１つに記載の回路装置
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP89118087.9 | 1989-09-29 | ||
| EP89118087A EP0420997B1 (de) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | Schaltungsanordnung für ein Sperrwandler-Schaltnetzteil |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03118760A true JPH03118760A (ja) | 1991-05-21 |
Family
ID=8201963
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2260297A Pending JPH03118760A (ja) | 1989-09-29 | 1990-09-28 | ブロツキング発振式スイツチングレギユレータ用回路装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5075837A (ja) |
| EP (1) | EP0420997B1 (ja) |
| JP (1) | JPH03118760A (ja) |
| DE (1) | DE58907619D1 (ja) |
| ES (1) | ES2051950T3 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1834663A1 (en) * | 2006-03-17 | 2007-09-19 | Covidien AG | Medical tube |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE59009728D1 (de) * | 1990-07-03 | 1995-11-02 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung für ein freischwingendes Sperrwandler-Schaltnetzteil. |
| NL9202295A (nl) * | 1992-12-30 | 1993-05-03 | Koninkl Philips Electronics Nv | Voedingsschakeling en stuurschakeling voor toepassing in een voedingsschakeling. |
| ES2056747B1 (es) * | 1993-03-31 | 1997-10-16 | Alcatel Standard Electrica | Circuito de conversion de continua-continua. |
| FI952571A (fi) * | 1995-05-26 | 1996-11-27 | Salcomp Oy | Menetelmä ja piiri hakkuriteholähteen lähtöominaisuuksien ohjaamiseksi |
| JP2000509958A (ja) * | 1997-03-05 | 2000-08-02 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 制御ループ内に遅延不感タイミングを有する切換モード電源 |
| EP0874446A1 (en) * | 1997-04-23 | 1998-10-28 | Motorola, Inc. | A switched mode power supply controller and method |
| US5862045A (en) * | 1998-04-16 | 1999-01-19 | Motorola, Inc. | Switched mode power supply controller and method |
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| DE102008009859A1 (de) * | 2008-02-19 | 2009-08-20 | Endress + Hauser Wetzer Gmbh + Co Kg | Vorrichtung zum Übertragen von elektrischer Energie |
| KR101445842B1 (ko) * | 2008-05-29 | 2014-10-01 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 컨버터 |
| JP5932321B2 (ja) | 2011-12-12 | 2016-06-08 | キヤノン株式会社 | ゼロクロス検知回路を有する電源、及び、画像形成装置 |
| US10158296B1 (en) | 2018-04-18 | 2018-12-18 | Nxp B.V. | Method and system for saturation control in a flyback switched-mode power supply (SMPS) |
| CN113708637B (zh) * | 2021-08-18 | 2023-03-31 | 杭州必易微电子有限公司 | 一种反馈电压采样补偿方法及其原边反馈控制电路、反激电源 |
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| JPS59194665A (ja) * | 1983-04-05 | 1984-11-05 | シ−メンス、アクチエンゲゼルシヤフト | ブロツキング発振式スイツチング・レギユレ−タ |
| JPS61218364A (ja) * | 1985-03-20 | 1986-09-27 | Tdk Corp | スイツチング電源 |
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-
1989
- 1989-09-29 EP EP89118087A patent/EP0420997B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-29 ES ES89118087T patent/ES2051950T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-29 DE DE58907619T patent/DE58907619D1/de not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-09-28 JP JP2260297A patent/JPH03118760A/ja active Pending
- 1990-10-01 US US07/591,136 patent/US5075837A/en not_active Expired - Fee Related
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| JPS59194665A (ja) * | 1983-04-05 | 1984-11-05 | シ−メンス、アクチエンゲゼルシヤフト | ブロツキング発振式スイツチング・レギユレ−タ |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0420997B1 (de) | 1994-05-04 |
| EP0420997A1 (de) | 1991-04-10 |
| ES2051950T3 (es) | 1994-07-01 |
| DE58907619D1 (de) | 1994-06-09 |
| US5075837A (en) | 1991-12-24 |
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