JPH0757091B2 - 調節されるブロツキング発振式スイツチングレギユレータ用回路装置 - Google Patents

調節されるブロツキング発振式スイツチングレギユレータ用回路装置

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JPH0757091B2
JPH0757091B2 JP2260300A JP26030090A JPH0757091B2 JP H0757091 B2 JPH0757091 B2 JP H0757091B2 JP 2260300 A JP2260300 A JP 2260300A JP 26030090 A JP26030090 A JP 26030090A JP H0757091 B2 JPH0757091 B2 JP H0757091B2
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シーメンス、アクチエンゲゼルシヤフト
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は調節されるブロッキング発振式スイッチング
レギュレータ用回路装置に関するものである。
〔従来の技術〕
スイッチングレギュレータは多数の構成で知られてい
る。これについてはたとえばヨット．ヴュステフーベ
（J.Wstehube）の論文“スイッチングレギュレータ
（Schalthetzteile）”、1979年、エクスパート（Exper
t）出版、グラフェナウ（Grafenau）、特にその第３章
に記載されている。
一次側で断続されるスイッチングレギュレータは調節さ
れない入力電圧を安定な出力電圧に変換しなければなら
ない。この目的で出力端における実際の電圧が検出さ
れ、参照電圧と比較され、それから得られた制御偏差に
より一次側のスイッチの断続比が制御される。
一次側で断続される公知のブロッキング発振器では、一
次側の補助巻線から取り出された電圧信号が先ず高周波
成分の除去のために低域通過フィルタを介して導かれ、
続いて整流かつ平滑化され、最後に調整可能な分圧器を
介して分圧され、その後に駆動モジュールに達し、そこ
で次いで以後の処理をされる（これについてはシーメン
ス製品情報“家庭エレクトロニクス用IC"、1987年８月
発行、第46〜63頁の駆動モジュールTDA4605の説明参
照）。
このような信号検出は多くの観点でまだ完全に満足でき
るものではない。たとえばフィルタされた電圧信号は、
スイッチングレギュレータによって電圧を供給される負
荷が小さい場合、すなわち負荷が高いインピーダンスを
有する場合にはもはや正確に出力電圧に相応しない。従
って、たとえばスタンバイ中、すなわちスイッチングレ
ギュレータによって給電すべき負荷の主要部分が遮断さ
れ、機器を例えば遠隔操作により電子的に投入するため
に必要な部分のみに給電されているような待機状態にお
いて所望の負荷電圧を得るため、追加的な措置を必要と
する。さらに、信号整形が少なからざる数の外部構成要
素を必要とする。その際に外部回路手段および集積回路
手段の費用は、スイッチングレギュレータが別の始動を
も可能にすべきであれば、一層大きくなる。この場合、
前記製品情報に記載されているように、駆動モジュール
は、スイッチの駆動パルスを、固有のIC端子に接続され
ている別の外部コンデンサから供給されるランプ電圧に
沿って高める回路ブロックにより拡張されなければなら
ない。スイッチングレギュレータが他の臨界的な調節状
況、たとえば出力側の過負荷または調節回路の断線の際
にも損傷から保護されるべきであれば、別の回路ブロッ
クが必要である。
〔発明が解決しようとする課題〕
本発明の課題は、集積可能な駆動回路を、よりわずかな
外部回路で出力電圧の十分な調節を許し、さらに最小の
付加費用で、特に別の周辺構成要素なしに、ソフトな発
振、過負荷保護または調節ループの断線の際のオーバー
ラン阻止のような付加な機能を実現する可能性を与える
ように構成することである。
〔課題を解決するための手段〕
この課題を解決するため、本発明においては、 （１）ブロッキング発振式スイッチングレギュレータが ａ）直流電圧源の回路内に、交互に第１の動作期間（導
通期間）にスイッチオンされており、第２の動作期間
（遮断期間）にスイッチオフされている電気的スイッチ
と直列に接続されている一次巻線と、 ｂ）直流電圧（出力電圧）に変換されるべき交流電圧
（二次巻線電圧）を出力する二次巻線と を有する変圧器を含んでおり、 （２）回路装置がスイッチのパルス幅変調されたスイッ
チングのために、 ａ）入力電圧（フィードバック電圧）を受け、フィード
バック電圧を目標電圧と比較し、両電圧の差から別の電
圧（操作電圧）を導き出す調節器と、 ｂ）操作電圧に関係してスイッチのスイッチオン継続時
間を決定するパルス幅変調器とを有する集積可能な駆動
回路を含んでおり、 ｃ）フィードバック電圧が少なくとも近似的に二次巻線
電圧に比例しており、 ｄ）調節器が、遮断期間にコンデンサ（調節コンデン
サ）をURK＜USO11の際に充電し、URK＞USO11の際に放電
する調節する整流器回路（“能動的整流器”）を含んで
おり、また ｅ）調節コンデンサの電圧が操作電圧としての役割をす
る ようにしたものである。
ここに提案される回路は、整流かつ平滑化された出力電
圧に比例するフィードバック電圧を形成し、スイッチを
１つの目標値からのこの電圧の偏差により断続するとい
う従来遵守された規範を放棄し、その代わりにフィード
バック電圧は（変動する、符号切換わりを有する）二次
巻線電圧に比例するままにされ、また遮断期間中に、調
節コンデンサから供給される電圧（“操作電圧”）を、
充電または放電過程のトリガにより補正するのに使用さ
れる。“能動的整流”とも呼び得るこの電圧補正は調節
信号の不可避の変動、たとえば高周波のいわゆる“変圧
器振動”（変圧器巻線にかかる電圧に高周波振動が重畳
すること。これは例えば変圧器の一次巻線に接続された
スイッチングトランジスタが遮断され、変圧器中に蓄え
られたエネルギーが寄生コンデンサとインダクタンスに
基づき回路に振動を起こすときに生ずる。）に対して敏
感でない。なぜならば、波状の調節信号が遮断期間中に
半分の時間は目標値の上に、また他の半分の時間は目標
値の下に位置するとき、調節コンデンサにおける電荷は
上下相殺して変化しないからである。さらに、ただ１つ
の外部調節コンデンサおよび制限された数の比較的簡単
で容易に集積可能な回路要素で済ませられる。典型的な
構成ではこれらの回路要素は調節コンデンサに対するス
イッチング可能な1mA電流源およびスイッチング可能な1
mA電流シンクである。
集積可能な制御回路は、スイッチングレギュレータがソ
フトに始動すべきときにも、取るに足らない程度にしか
複雑にならない。ソフトな始動は、調節コンデンサを装
置のスイッチオン状態で常に非常に弱い電流、典型的に
は約10μＡで充電するだけで行われる。すなわち、その
場合に調節コンデンサは自動的に、スイッチのスイッチ
オン継続時間を次第に広くするランプ電圧を得る。
スイッチングレギュレータはしばしば、スイッチングト
ランジスタに対する駆動パルスがあまりに長くなると、
その変圧器が飽和領域に駆動されるように構成されてい
る。スイッチの損傷に通じ得るこの効果を回避するた
め、下記の措置が講じられる。調節コンデンサとパルス
幅変調器との間に電圧制限するトランスファ回路が挿入
され、さらにフィードバック電圧により影響される調節
コンデンサの充電が、操作電圧が制限をトリガする値U
gr1に達するときに、中断される。調節コンデンサがさ
らになお、前記のように、弱い電流源により供給される
と、調節コンデンサは、フィードバック電圧がその目標
値の下側に位置するかぎり、Ugr1を上回る際にも徐々に
さらに充電される。操作電圧が常にさらに上昇すると、
このことは出力側の過負荷に対する証拠である。この場
合に作動を中断するため、操作電圧が別の限界値Ugr2を
上回る際に遮断論理回路を能動化させ、この論理回路が
スイッチを遮断することは望ましい。
スイッチングレギュレータはVDE規格に従って、回路内
に調節回路構成要素の断線または短絡の際に火災が生じ
得ないように設計されていなければならない。相応の保
護が本発明による回路装置では特に洗練された形態で組
み込まれ得る。最近のブロッキング発振器はいずれも初
めから、スイッチに対する駆動パルスを、二次巻線電圧
が遮断期間中にその極性を切換えたときに初めて発する
減磁監視回路を含んでいる。いま減磁監視回路に対する
入力信号がフィードバック信号から能動的整流器の前で
分岐されると、スイッチングレギュレータの調節回路は
動作状態に入らない。減磁信号の不存在の際にはスイッ
チングトランジスタはオフ状態となり、それによりスイ
ッチングレギュレータの出力電圧は遮断される。
本発明による回路装置は比較的少数のIC端子で済ませら
れるので、なかんずく、駆動モジュールのピン数を或る
限度内に保つことがたとえば自励ブロッキング発振器の
場合よりも難しい固定周波数のブロッキング発振器に適
している。
本発明の有利な構成は請求項２以下に示されている。
〔実施例〕
以下、添付図面を参照して実施例により本発明を一層詳
細に説明する。図面中で互いに相応する部分には等しい
参照符号が付されている。
図面を見易くするため、本発明の理解に無条件に必要で
ない回路装置の部分は省略されている。この回路の詳細
な説明は本願と同日付の同一の発明者による特許出願
“固定周波数のブロッキング発振式スイッチングレギュ
レータ用回路装置”に記載されている。
第１図のスイッチングレギュレータは定格負荷のもとに
固定周波数で動作するブロッキング発振器であり、端子
１と２との間に与えられる電源電圧から端子３と４との
間に安定化された直流電圧を発生する。このために先ず
電源電圧は整流器５で整流され、コンデンサ６で平滑化
され、電気的スイッチ、いまの場合にはバイポーラトラ
ンジスタ７を介して変圧器９の第１の一次巻線（供給巻
線８）に導かれる。トランジスタの導通期間中にエネル
ギーが磁気的に変圧器９のなかに蓄積される。遮断期間
中にこのエネルギーは変圧器９の二次巻線10を介して端
子３と４との間に位置する図示されていない負荷に放出
される。負荷に降下する電圧はダイオード11および別の
充電コンデンサ12により整流かつ平滑化される。
回路は、トランジスタ７をパルス幅変調して駆動する駆
動モジュールISを含んでいる。トランジスタ７のスイッ
チオン時点およびスイッチオン継続時間を決定するた
め、モジュールはピンａにおいて第１の電圧信号（フィ
ードバック電圧URK）を受ける。この信号はピンａに、
二次巻線10と固定的に結合されている第２の巻線（調節
巻線13）から、抵抗14、15および16により形成されてい
る調整可能な分圧器を介して供給される。別の端子（ピ
ンｂ）で駆動モジュールは駆動パルスをスイッチングト
ランジスタ７のベースに与える。駆動モジュールはさら
に、ピンｃにおいて、接地点に接続されている調節コン
デンサ17と接続されており、また別の端子（ピンｄ）を
介して接地されている。
駆動モジュールISのなかでフィードバック電圧URKは第
１の枝路で、制限するトランスファ回路bTS、パルス幅
変調器PBMおよび出力ドライバATを介してスイッチング
トランジスタ７に作用する能動的整流器aGLに導かれ
る。第２の枝路でフィードバック電圧は減磁監視回路EM
を介してパルス幅変調器PBMに与えられる。調節コン
デンサ17の電圧は一方では能動的整流器aGLから補正を
与えられるブロックbTSに供給され、また他方では遮断
論理回路ALを含んでおり出力ドライバATに作用する監視
回路Ｓと接続されている。
駆動モジュールISの前記の回路ブロックは第２図に一層
詳細に示されている。与えられているフィードバック電
圧URKは能動的整流器aGLのなかで先ず２つのコンパレー
タ18、19のプラス入力端に導かれ、それらのマイナス入
力端は約2Vの目標電圧USO11（コンパレータ18）または
0.8USO11（コンパレータ19）に接続されている。コンパ
レータ18の出力は電流シンク20を制御し、またコンパレ
ータ19の出力はアンドゲート21の非反転入力端に導かれ
ている。このゲートの反転入力端はコンパレータ18の出
力電圧に接続されている。別の非反転ゲート入力端は第
３のコンパレータ22の出力を与えられ、そのプラス入力
端は制限電圧Ugr1（1.5V）に接続されており、またその
マイナス入力端は調節コンデンサ17と接続されている。
電流シンク20も第１の電流源23および第２の弱い電流源
24も同じく調節コンデンサ17に導かれている。第１の電
流源23はその際にアンドゲート21の出力により制御され
る。
調節コンデンサ17はさらに、制限するトランスファ回路
bTSおよび監視回路Ｓとも接続されている。第２図か
らわかるように、監視回路Ｓは遮断論理回路ALのほか
に、調節コンデンサ17における電圧が別の限界値Ugr2を
上回るときに論理回路を能動化する第４のコンパレータ
26を含んでいる。いまの場合にはUgr2＝4.5Vである。
スイッチングレギュレータの作動中に駆動モジュールIS
の前記の部分は下記のように動作する。
遮断期間中に能動的整流器aGLが与えられているフィー
ドバック電圧URKを目標値USO11と比較し、調節コンデン
サ17の電荷を変更する。導通期間中すなわちスイッチン
グトランジスタがオン状態の間はフィードバック電圧U
RKは著しく負でありコンパレータ18、19は遮断されてお
り、フィードバック電圧URKは能動的整流器aGLの信号状
態に影響を与えない。すなわち導通期間中能動整流器aG
Lの出力信号は変化しない。フィードバック電圧がその
目標値の80％と100％との間に位置すると、制御される
電流源23が調節コンデンサ17は制御される電流シンク20
により放電される。この充電または放電過程に、約10μ
Ａを出力する弱い電流源24からの連続的な徐々の充電が
重畳されている。二次巻線電圧の高さに無関係に装置の
スイッチオンの後に行われるこの充電によりスイッチン
グトランジスタのスイッチングパルスの持続時間は徐々
に増大する。すなわちスイッチングトランジスタのスイ
ッチオン継続時間は調節コンデンサ17にかかる電圧によ
って調節されるが、電流源24から供給される弱電流によ
って調節コンデンサ17が充電される場合、調節コンデン
サ17にかかる電圧は徐々に増大し、それによってスイッ
チングトランジスタのスイッチオンパルスの継続時間も
徐々に増加する。
フィードバッグ電圧URKにより補正された操作電圧U
stは、値Ugr1に達するまで、ブロックbTSのなかで直線
的に増幅される。この値を上回る際にbTSの出力電圧（U
y）は一定に保たれる。この伝達関数は第２図中に回路
ブロックbTSのなかに概要を示されている。制限は、操
作電圧Ustの高さに関係するスイッチングトランジスタ
７に対する駆動パルスの幅がその最大許容値を越えて上
昇しないようにする役割をする。操作電圧Ustがその臨
界値Ugr1に達すると、電流源23もアンドゲート21の第２
の非反転入力端における符号切換わりの結果として遮断
される。
Ust＞Ugr1の際には弱い電流源24が引き続き能動状態に
とどまるので、調節コンデンサ17は、フィードバック電
圧URKがその目標値にまだ達しない間は充電し続ける。
その際に、調節コンデンサ電圧Ustが第２の限界値Ugr2
をも上回るとき、スイッチングレギュレータを出力側の
過負荷から保護するため、遮断論理回路ALがスイッチン
グトランジスタ７を遮断する。
調節のための入力信号および減磁監視のための入力信号
が駆動モジュールISの外部では等しい信号経路を有し、
この信号経路は駆動モジュールISの単一のピンａに接続
され、駆動モジュールISの内部で初めて分けられてい
る。駆動モジュールISの外部にある調節回路素子が故障
した場合、調節のための入力信号と減磁監視のための入
力信号は同時に阻止されるから、スイッチングレギュレ
ータの出力電圧は遮断されたままにとどまる。
電流源23の電流強度I1と電流シンク20の電流強度I2との
比をフィードバック電圧URKのそれぞれ設定されたパル
ス幅、すなわち操作電圧Ustの高さに関係して変調する
ならば、調節精度は実際に一層高められ得る。いまの場
合には、I1およびI2は調節コンデンサ電圧が高くある広
いパルスの際にはほぼ等しい大きさである。パルス幅が
減少すると、すなわちUst値が減少すると、電流I1が係
数５だけ減少し、電流I2が係数５だけ増大するまで、電
流I1は減少し続け、電流I2は増大し続ける。回路技術的
に容易に別の電流源／電流シンク対と両電流の操作電圧
Ustに関係する重み付けとにより実現され得るこのよう
な特性が調節を改善し得ることは下記の理由による。パ
ルス幅変調器PBMが短いパルスを発すると、フィードバ
ック電圧URKのパルスは同じく狭い。すなわち、そのパ
ルス側縁はもはや無視可能でない。ここで振幅を正しく
検出し得るためには、ピーク値整流が行われなければな
らない。それに応じて調節コンデンサ17は、パルスが0.
8USO11とUSO11との間の高さを有する時間中は比較的弱
く充電され、URK＞USO11の際には迅速に放電される。そ
れに対して、広いパルスは無視可能なパルス側縁を有
し、高い伝達される電力に基づいて、高周波の過振動が
重畳されている。これらの場合にはフィードバック電圧
URKに対する平均値整流が行われる。これは調節コンデ
ンサ17が電流源23によって充電され電流源20によって放
電されることによって行われる。この場合電流源23はコ
ンパレータ19によって制御され、電流源20はコンパレー
タ18により制御される。この場合電流源23、20によって
生じる充電電流及び放電電流はほぼ等しい大きさであ
る。
USO11が固定的に予め定められている際には、実際の使
用で明らかになったように、狭いフィードバック電圧U
RKのパルスを常にピーク値整流により、また広いフィー
ドバック電圧URKのパルスを常に平均値整流により処理
することは容易には達成されない。フィードバック電圧
URKのパルスが小さくなるに従い、電流源23から流れる
電流I1は減少し、電流源20から流れる電流I2は増大す
る。したがってピーク値整流の効果が生ずる。ピーク値
整流は、整流された信号、すなわち調節コンデンサ17に
かかる電圧がフィードバック電圧の最高に現れる値に従
ってほぼ決定されることを意味する。その結果、調節コ
ンデンサ17にかかる電圧は平均値整流に比較して高くな
る。しかしながら調節コンデンサ17にかかる電圧が高く
なると、スイッチングトランジスタのスイッチオン継続
時間の幅は減少方向に制御される。それにより負荷にか
かる二次側出力電圧は低下し、フィードバック電圧URK
は低下する。その結果ピーク値整流から平均値整流へ切
り換えられる。平均値整流の結果、調節コンデンサ17の
電圧はほぼフィードバック電圧の平均値に従って決定さ
れる。それ故平均値整流においてはピーク値整流の場合
より調節電圧は低い。その結果スイッチングトランジス
タのスイッチオン継続時間は長くなり、二次側出力電圧
は上昇し、再びフィードバック電圧の上昇に導く。従っ
て再びピーク値整流への切り換えが生ずる。それ故スイ
ッチングトランジスタのスイッチオン継続時間が短い場
合には、すなわち二次側の負荷が小さい場合には、調節
回路が両整流様式（平均値整流とピーク値整流）間で揺
れ動くことになる。これらの不安定性を回避するために
は、目標値をパルス幅の減少と共に多少、たとえば2Vか
ら2.1Vへ高めれば十分である。すなわち、目標値USO11
を高めることにより、上述のような両整流様式間の切り
換えに対する評価しきい値を、平均値整流の場合より高
いピーク値整流の際の調節コンデンサ電圧に整合するこ
とができる。その結果スイッチングトランジスタのスイ
ッチオン継続時間の減少はより高い目標電圧において初
めて行われることになり、両整流様式間の揺動が防止さ
れる。すなわち目標電圧を高めることによってフィード
バックが生じる。
第３図には、電流源23から流される電流I1、電流源20か
ら流される電流I2、及び電流源24から流される電流I3を
縦軸に、フィードバック電圧URKを横軸にとり、調節コ
ンデンサにかかる操作電圧Ustをパラメータとしてこれ
らの量の間の関係を示してある。パラメータの電圧Ust
の値としては0.75V、1.3Vおよび2Vがとられている。
第３図は、スイッチングレギュレータの種々の動作状態
において調節コンデンサ17がどのような電流で充電又は
放電されるかを示す。フィードバック電圧URKは二次側
に接続された負荷にかかる電圧の尺度であり、操作電圧
Ustはスイッチングトランジスタのスイッチオン継続時
間の尺度である。
フィードバック電圧URKが0.8USO11（1.6V）より小さけ
れば、コンパレータ18、19は遮断状態にあり、電流I3の
みが流れるだけで、これはスイッチングレギュレータの
待機状態である。
次に出力側の負荷が小さい場合、通常の場合、及び非常
に大きい場合について考案する。これらの負荷状態はそ
れぞれ操作電圧Ustが0.75V、1.3V、2Vに等しい場合に相
当する。
まず負荷が小さい場合（Ust＝0.75V）には、駆動モジュ
ールISはピーク値整流に調整される。この場合フィード
バック電圧URKが0.8USO11とUSO11の間においては電流I1
が流れる（電流I3は電流I1に対し無視することができ
る）。電流I1は約1/5mAである。USO11は約2.1Vにある
（ピーク値整流）。フィードバック電圧URKが値USO11＝
2.1Vを越えると、電流I2が流れる。この電流源20から流
れる電流I2の値は5mAである。これはパラメータUst＝0.
75Vの曲線について著しく立下っている側縁で認められ
る。
中間の、通常の負荷の場合（Ust＝1.3V）には、フィー
ドバック電圧URKが0.8USO11とUSO11の間において調節コ
ンデンサ17は電流源23により電流I1（＝1mA）で充電さ
れる。フィードバック電圧URKが目標電圧USO11＝2Vを越
えると、電流I1は遮断され、調節コンデンサ17は電流源
20により電流I2（＝1mA）でもって放電する。平均値整
流が行われるから、電流源20、23から流される電流I1、
I2はほぼ等しい（1mA）。
次に負荷が高い場合（Ust＝2V）には、コンパレータ22
が動作する。電流源23は遮断される。フィードバック電
圧URKが目標電圧USO11＝2Vを越えると、電流源20が投入
され調節コンデンサ17は通常の負荷の場合と同様に放電
される。
第３図において0.8USO11とUSO11との間（1.6V〜2V）の
フィードバック電圧URKに対し示されるように、電流
I1、I3は徐々に増加し、電流I2は徐々に減少する。これ
は実際と一致している。なわちコンパレータ18、19、22
及びアンドゲート21は急峻なスイッチング側縁を生ぜ
ず、無限増幅度によりなめらかな移行を形成する。それ
故電流源23、20によって生ずる電流I1、I2は徐々に投入
又は遮断される。
前記の実施例では能動的整流器が駆動パルス幅に関係し
てその整流方式を変える。その代わりに整流器に対し
て、短いパルスでは、すなわち小さい出力電力では短
く、パルス幅の増大と共に、すなわちより大きい出力電
力では長くなるパルス幅に関係する走査遅れを導入する
こともできる。出力電力に関する情報はフィードバック
電圧から取り出され得る。このような可変のむだ時間を
有する整流器は遮断期間の開始時に高周波の振動（変圧
器振動）にくらべて敏感さが少なく、また特に漏話を一
層良好に補償する。
本発明は、図示された実施例にのみ限定されない。たと
えば固定周波数のブロッキング発振器とならんで自励ブ
ロッキング発振器も考慮の対象になる。さらに当業者は
駆動モジュールの具体的な構成の際にもかなりの自由度
を有する。たとえば駆動パルスの幅を調節コンデンサ電
圧の上昇と共に増大させる代わりに減少させることも考
えられる。しかしながら、その場合には、ソフト始動が
他の仕方で実現されなければならないであろう。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の実施例を組み入れたスイッチングレギ
ュレータの回路図、第２図は第１図の回路のうち集積可
能な駆動回路を一層詳細に示す回路図、第３図は第２図
中の調節コンデンサの充電電流および放電電流を複数の
操作電圧においてフィードバック電圧に関係して示すグ
ラフである。 １、２……電源端子 ３、４……出力端子 ５……整流器 ６……充電コンデンサ ７……バイポーラトランジスタ ８……供給巻線 ９……変圧器 10……二次巻線 11……ダイオード 12……充電コンデンサ 13……調節巻線 14〜16……分圧器抵抗 17……調節コンデンサ 18、19……コンパレータ 20……電流シンク 21……アンドゲート 22……コンパレータ 23、24……電流源 aGL……能動的整流器 AL……遮断論理回路 AT……出力ドライバー bTS……トランスファ回路 EM……減磁監視回路 IS……駆動モジュール PBM……パルス幅変調器 Ｓ……監視回路

Claims (19)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】調節されるブロッキング発振式スイッチン
    グレギュレータ用の回路装置であって、 （１）ブロッキング発振式スイッチングレギュレータが ａ）直流電圧源の回路内に、交互に第１の動作期間（導
    通期間）にスイッチオンされており、第２の動作期間
    （遮断期間）にスイッチオフされている電気的スイッチ
    と直列に接続されている一次巻線と、 ｂ）直流電圧（出力電圧）に変換されるべき交流電圧
    （二次巻線電圧USW）を出力する二次巻線と を有する変圧器を含んでおり、 （２）回路装置がスイッチのパルス幅変調されたスイッ
    チングのために、 ａ）入力電圧（フィードバック電圧URK）を受け、フィ
    ードバック電圧を目標電圧（USO11）と比較し、両電圧
    の差から別の電圧（操作電圧Ust）を導き出す調節器
    と、 ｂ）操作電圧（Ust）に関係してスイッチのスイッチオ
    ン継続時間を決定するパルス幅変調器と を有する集積可能な駆動回路を含んでおり、 ｃ）フィードバック電圧（URK）が少なくとも近似的に
    二次巻線電圧（USW）に比例しており、 ｄ）調節器が、遮断期間にコンデンサ（調節コンデンサ
    17）をURK＜USO11の際に充電し、URK＞USO11の際に放電
    する調節する整流器回路（“能動的整流器"aGL）を含ん
    でおり、また ｅ）調節コンデンサ（17）の電圧が操作電圧（Ust）と
    しての役割をする ことを特徴とする調節されるブロッキング発振式スイッ
    チングレギュレータ用回路装置。
  2. 【請求項２】調節コンデンサ（17）がその充電および放
    電のために、第１の電流強度（I1）を出力する電流源
    （23）と、また第１の電流強度（I2）を受入れるスイッ
    チング可能な電流シンク（20）と接続されており、電流
    シンクはURK＞USO11の際にのみスイッチオンされてお
    り、さらに|I2|＞|I1|が成り立つことを特徴とする請求
    項１記載の回路装置。
  3. 【請求項３】調節コンデンサ（17）がその充電および放
    電のために、第１の電流強度（I1）を出力するスイッチ
    ング可能な電流源（23）と、また第２の電流強度（I2）
    を受入れるスイッチング可能な電流シンク（20）と接続
    されており、電流源（23）はURK＜USO11が成り立つ際に
    のみ、また電流シンク（20）はURK＞USO11が成り立つ際
    にのみスイッチオンされていることを特徴とする請求項
    １記載の回路装置。
  4. 【請求項４】フィードバック電圧（URK）がしきい値（U
    SW）よりも大きいときにのみ電流源（23）がスイッチオ
    ンされており、その際に特に0.5USO11＜USW＜URK＜0.9U
    SO11が成り立つことを特徴とする請求項２または３記載
    の回路装置。
  5. 【請求項５】フィードバック電圧（URK）が２つのコン
    パレータ（18、19）のプラス入力端に導かれており、第
    １のコンパレータ（18）のマイナス入力端がUSO11に、
    また第２のコンパレータ（19）のマイナス入力端がUSW
    に接続されており、第１のコンパレータ（18）の出力電
    圧がゲート（21）の入力端に導かれており、さらに電流
    シンク（20）をスイッチングし、また第２のコンパレー
    タ（19）の出力端がゲート（21）の別の入力端と接続さ
    れており、その出力電圧が電流源（23）を、それがUSW
    ＜URK＜USO11の際にスイッチオンされているように、ス
    イッチングすることを特徴とする請求項４記載の回路装
    置。
  6. 【請求項６】調節コンデンサ（17）がさらに、それをス
    イッチングレギュレータの作動中に常に第３の電流強度
    （I3）で充電する第２の電流源（24）と接続されてお
    り、その際にI3＜1/10・I1、特に1/1000・I1＜I3＜1/50
    ・I1であることを特徴とする請求項２ないし５の１つに
    記載の回路装置。
  7. 【請求項７】調節コンデンサ（17）とパルス幅変調器
    （PBM）との間に電圧制限するトランスファ回路（bTS）
    が挿入されており、その出力電圧がUst値の増大と共に
    第１の操作電圧限界値（Ugr1）までは操作電圧に比例し
    ており、この限界値から先では一定にとどまることを特
    徴とする請求項１ないし６の１つに記載の回路装置。
  8. 【請求項８】調節コンデンサ（17）がURK＜USO11の際
    に、操作電圧も第１の限界値（Ugr1）の下側にとどまる
    ときにのみ充電されることを特徴とする請求項７記載の
    回路装置。
  9. 【請求項９】第３のコンパレータ（22）が設けられてお
    り、そのプラス入力端がUgr1に接続されており、そのマ
    イナス入力端が操作電圧（Ust）を受け、またその出力
    端がゲート（21）の第３の入力端に導かれており、ゲー
    トが第１の電流源（22）を、USW＜URK＜USO11とならん
    でUst＜Ugr1も成り立つときにのみスイッチオンするこ
    とを特徴とする請求項５または８記載の回路装置。
  10. 【請求項１０】操作電圧（Ust）が第２の限界値
    （UGR2）を上回るときに監視回路（Ｓ）がスイッチ
    （７）をスイッチオフし、その際に好ましくは2Ugr1＜U
    gr2＜5Ugr1が成り立つことを特徴とする請求項１ないし
    ９の１つに記載の回路装置。
  11. 【請求項１１】調節コンデンサ（17）がさらに第４のコ
    ンパレータ（26）のプラス入力端とも接続されており、
    そのマイナス入力端がUgr2に接続されており、その出力
    端が、スイッチ（７）のスイッチオンをUst＞Ugr2の際
    に阻止する遮断論理回路（AL）と接続されていることを
    特徴とする請求項９または10記載の回路装置。
  12. 【請求項１２】フィードバック電圧のパルス幅の減少と
    共に第１の電流強度（I1）が小さく、また第２の電流強
    度（I2）が大きくなることを特徴とする請求項１ないし
    11の１つに記載の回路装置。
  13. 【請求項１３】広いURKパルスの際にI1がほぼI2と同じ
    大きさであることを特徴とする請求項12記載の回路装
    置。
  14. 【請求項１４】フィードバック電圧のパルス幅の減少と
    共にI1が全体として２と10との間の係数だけ減少し、ま
    たI2が全体として２よりも大きい係数だけ増大し、特に
    両電流強度が全体としてほぼ５の等しい係数だけ減少ま
    たは増大することを特徴とする請求項13記載の回路装
    置。
  15. 【請求項１５】能動的整流器（aGL）が遮断期間中にフ
    ィードバック電圧（URK）に、遮断期間の開始から１つ
    の予め定められた時間（むだ時間）が経過したときに初
    めて調節コンデンサ（17）の充電または放電により反応
    することを特徴とする請求項１ないし14の１つに記載の
    回路装置。
  16. 【請求項１６】むだ時間がフィードバック電圧（URK）
    のパルス幅に、パルス幅の増大と共に増大するように関
    係し、その際に特に１μｓの値から出発することを特徴
    とする請求項15記載の回路装置。
  17. 【請求項１７】目標電圧（USO11）がフィードバック電
    圧（URK）のパルス幅の増大と共に高められることを特
    徴とする請求項１ないし16の１つに記載の回路装置。
  18. 【請求項１８】二次巻線電圧に少なくとも近似的に比例
    する電圧（測定電圧）を受け、スイッチのスイッチオン
    を、測定電圧が遮断期間中に特定のしきい値を通過した
    ときにのみレリーズする減磁監視機能を有しており、測
    定電圧がフィードバック電圧（URK）から分岐されるこ
    とを特徴とする請求項１ないし17の１つに記載の回路装
    置。
  19. 【請求項１９】フィードバック電圧が第２の一次側変圧
    器巻線（調節巻線13）から、調節巻線13の回路内に位置
    する好ましくは調整可能な１つの分圧器（14、15、16）
    のタッピングにより得られ、また場合によっては測定電
    圧が同じくタップから取り出されることを特徴とする請
    求項１ないし18の１つに記載の回路装置。
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