JP2006158091A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 出力電流が過電流状態となった後に、装置の安定動作を確保しつつ復帰することが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 カレントトランス１２を介して電流監視回路３によって出力電流Ｉ１の過電流状態が検出されたとき、直流出力電圧Ｖoutを垂下して、電圧電流ポイントＰ１における値よりも小さくなるようにする。またその後、電圧電流ポイントＰ２，Ｐ３を介して、電圧電流ポイントＰ１における出力電流Ｉ１よりも値が小さく、かつ直流出力電圧Ｖoutが元の値である電圧電流ポイントＰ４まで復帰するようにする。過電流状態となった地点（電圧電流ポイントＰ１）付近での装置の停止および復帰動作が繰り返されることがなく、装置の安定動作を確保しつつ復帰することができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、出力電流に対する過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置に関する。

従来より、スイッチング電源装置として種々のタイプのものが提案され、実用に供されている。そのうち代表的なものとして、いわゆるチョッパ型やフルブリッジ型のスイッチング電源装置が挙げられる。これらはいずれも、入力直流電圧をスイッチング素子によって断続（オンオフ動作）してパルス電圧を作り出し、このパルス電圧に基づいて整流および平滑化処理を施し、出力直流電圧を得るようになっている。

これらのスイッチング電源装置では、接続されている負荷が小さくなり、低抵抗のものとなった場合などに、回路の出力電流が所定の定格電流値を上回り、過電流状態となってしまうことがある。このような過電流状態は、回路の電源を損傷してしまうこととなるため、過電流保護（ＯＣＰ；OverCurrent Protection）回路と呼ばれる保護回路を設け、電源の損傷を防止する技術が提案されている。

例えば、特許文献１には、過電流保護回路を設けることによって、短時間過電流が発生してから正常電流に戻す場合に、シャットダウンされ復帰不能とはならずに正常状態に復帰することを可能とした技術が開示されている。

また、特許文献２には、過電流保護回路が、スイッチング素子の導通時間を制限する第１の電流レベルと、パルス電圧の発振周波数を低下させる第２の電流レベルとで、優先度をつけて判定するようにした技術が開示されている。

また、特許文献３には、過電流保護レベルを出力電圧レベルにより切り換えることによって、起動不良の発生がなく、短絡時の電流を抑えることを可能とした技術が開示されている。

特開平１１−１８４２２号公報 特開２００３−２８４３２６号公報 特開平１０−５２０３２号公報

ところで、上記特許文献１〜３（例えば、特許文献１の図４〜図６、特許文献２の図４，図６および特許文献３の図２，図５，図９など）に開示されているように、このような過電流保護回路を設けたスイッチング電源装置の出力電圧対出力電流特性の挙動は、いわゆる「フの字型」、「垂下型」および「ヘの字形」に大別される。具体的には、これらの過電流保護回路は、いずれも過電流状態になった場合に出力電圧が下がるように制御するが、その際の出力電流の変化の仕方により、上記のような３つのタイプが存在する。

ここで、これら３タイプの過電流保護回路は、上記のように出力電圧を下げた後、スイッチング電源装置を正常状態に復帰させる際には、出力電圧対出力電流特性の挙動において、基本的には元のルートと同じルートにより復帰する（なかには、途中で異なるルートをたどるものもある）ようになっている。すなわち、これらの過電流保護回路では、いずれも必ず過電流状態となった地点に戻るようになっている。

ところが、出力電圧対出力電流特性がこのような挙動を示す場合、スイッチング電源装置の復帰直後、すなわち過電流状態となった地点にある場合には、出力電流の値が定格電流値に対して余裕度がないことに起因して、値がわずかに増加しただけで再び過電流保護回路が作動してしまうこととなる。

このように、スイッチング電源装置が復帰する際に、必ず過電流状態となった地点に戻るように構成されている従来の技術では、いったん過電流状態になってしまうと、その過電流状態となった地点付近でスイッチング電源装置の停止および復帰動作が繰り返され、装置の動作が不安定になってしまうという問題が生じていた。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、出力電流が過電流状態となった後に、装置の安定動作を確保しつつ復帰することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、入力電圧をスイッチングすることによりパルス電圧を生成するスイッチング素子と、このスイッチング素子により生成されたパルス電圧に基づいて出力電圧を生成する出力回路と、スイッチング素子を駆動するスイッチング駆動回路と、出力回路の出力電流を監視する電流監視回路とを備え、スイッチング駆動回路が、電流監視回路によって過電流状態が検出されたとき、出力回路の出力電圧を、過電流状態に至る前の出力電圧である垂下前電圧よりも小さくなるように垂下させて垂下後電圧とし、この垂下後電圧から垂下前電圧に復帰するときは、出力回路の出力状態を、電圧垂下開始時の出力電流よりも小さい出力電流に復帰させるようにスイッチング素子の駆動を制御するものである。

本発明のスイッチング電源装置では、スイッチング素子によって入力電圧からパルス電圧が生成され、このパルス電圧に基づいて、出力回路により出力電圧が生成される。電流監視回路によって出力電流が過電流状態であることが検出されると、スイッチング駆動回路によって、出力電圧が垂下前電圧よりも小さくなるように垂下し、垂下後電圧となるように、スイッチング素子の駆動が制御される。そして、この垂下後電圧から垂下前電圧に復帰するときは、スイッチング駆動回路によって、出力回路の出力状態が、電圧垂下開始時の出力電流よりも小さい出力電流に復帰するように、スイッチング素子の駆動が制御される。

本発明のスイッチング電源装置では、スイッチング駆動回路が、電流監視回路によって過電流状態が検出されたとき、パルス電圧のデューティ比が変化するようにスイッチング素子の駆動を制御するように構成することが可能である。この場合において、スイッチング駆動回路が、パルス電圧の波形の立ち上がりおよび立ち下がりを遅延させる充放電部を有すると共に、この充放電部を用いることにより、パルス電圧のデューティ比が変化するようにスイッチング素子の駆動を制御するように構成することが可能であり、また、スイッチング駆動回路が、パルス電圧の周波数を徐々に変化させることにより、パルス電圧のデューティ比が変化するようにスイッチング素子の駆動を制御するように構成することが可能である。

ここで、「充放電部」とは、コンデンサ等の充放電が可能な素子を意味し、これらの素子が接続されている信号線を流れる電流を充放電するためのものである。例えば、これらの素子が抵抗器と共にいわゆる積分器を構成する場合には、それらの容量値および抵抗値から求められる時定数の値に応じて、信号線の電圧波形の立ち上がりおよび立ち下がり時間が任意に設定される。

本発明のスイッチング電源装置では、上記垂下後電圧において、電圧垂下開始時の出力電流よりも小さい出力電流となるようにスイッチング素子の駆動を制御するように構成することが好ましい。

本発明のスイッチング電源装置によれば、過電流状態が検出されたとき、出力電圧を垂下して垂下前電圧よりも小さい垂下後電圧となるようにすると共に、その後、この垂下後電圧から垂下前電圧に復帰するときには、出力回路の出力状態を、電圧垂下開始時の出力電流よりも小さい出力電流に復帰するようにしたので、過電流状態となった地点付近での装置の停止および復帰動作が繰り返されることがなく、装置の安定動作を確保しつつ復帰することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置はいわゆるチョッパ型のものであり、図示しない高圧側電源から供給される高圧の直流入力電圧Ｖinを、トランスを用いずにチョッピング処理によって降圧することで低圧の直流出力電圧Ｖoutを得るようになっている。このスイッチング電源装置は、実際にチョッピング処理を行うチョッパ回路１と、直流入力電圧Ｖinを監視する入力電圧監視回路２と、後述するＮチャネルＦＥＴ（Field Effect Transistor；電界効果トランジスタ）１３のドレイン電流Ｉ２を監視して電圧に変換する電流監視回路３と、直流出力電圧Ｖoutを監視する出力電圧監視回路４と、チョッパ回路１の出力電流Ｉ１の過電流から装置を保護するように導く過電流保護回路５と、チョッパ回路１を駆動するための制御パルスを生成する制御ＩＣ６と、この制御パルスに基づいて実際にチョッパ回路１を駆動する駆動回路７とを備えている。なお、上記の高圧電源は、高圧バッテリであってもよいし、あるいは交流発電機と整流回路との組み合わせであってもよいし、さらに、それらの組み合わせであってもよい。

チョッパ回路１は、直流入力電圧Ｖinが印加される一対の入力端子Ｔ１，Ｔ２、および直流出力電圧Ｖoutが出力される一対の出力端子Ｔ３，Ｔ４の間をそれぞれ接続する電源線ＬＨおよび接地線ＬＧと、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された入力平滑コンデンサ１１と、入力平滑コンデンサ１１の出力側（入力端子Ｔ１，Ｔ２とは反対側）の電源線ＬＨにその１次側が挿入配置されたカレントトランス１２と、このカレントトランスよりも出力側の電源線ＬＨに挿入配置されたＮチャネルＦＥＴ１３とを備えている。カレントトランス１２の２次側巻線の一端は電流監視回路３の入力端子ＩＩ３に接続され、その他端は接地に接続されている。ＮチャネルＦＥＴ１３は、そのドレインＤが入力端子Ｔ１側に接続され、ソースＳが出力端子Ｔ３側に接続されるように配置されている。また、ＮチャネルＦＥＴ１３のゲートＧは、駆動回路７の出力端子ＶＯ７に接続されている。入力平滑コンデンサ１１は、入力された直流入力電圧Ｖinを平滑化するためのものであり、ＮチャネルＦＥＴ１３は、直流入力電圧Ｖinを断続してほぼ矩形状のパルス電圧を生成するスイッチング素子として機能するものである。また、カレントトランス１２は、出力電流Ｉ１の代わりにＮチャネルＦＥＴ１３のドレイン電流Ｉ２を検出するためのものである。このカレントトランス１２の２次側に発生した電流は、電流監視回路３に供給される。なお、図中のドレイン電位Ｖ_D、ソース電位Ｖ_Sおよびゲート電位Ｖ_Gは、接地線ＬＧに対するＮチャネルＦＥＴ１３のドレインＤ、ソースＳおよびゲートＧの電位をそれぞれ表している。

チョッパ回路１はまた、ＮチャネルＦＥＴ１２のソース側の電源線ＬＨにカソードが接続され、接地線ＬＧにアノードが接続された整流ダイオード１４と、この整流ダイオード１４のカソードよりも出力端子Ｔ３側の電源線ＬＨに挿入配置されたチョークコイル１５と、このチョークコイル１５よりも出力側の電源線ＬＨと接地線ＬＧとの間（すなわち、出力端子Ｔ３，Ｔ４の間）に接続された出力平滑コンデンサ１６とを備えている。整流ダイオード１４は、ＮチャネルＦＥＴ１３によって生成されたパルス電圧を整流するものであり、チョークコイル１５および出力平滑コンデンサ１６は、整流された電圧波形を平滑化するためのものである。なお、出力端子Ｔ３，Ｔ４には、負荷８が接続されるようになっている。

入力電圧監視回路２は、入力端子ＶＩ２と、出力端子ＶＯ２とを備えている。この入力端子ＶＩ２は、電源線ＬＨにおける入力端子Ｔ１に接続され、出力端子ＶＯ２は、後述する過電流保護回路５内の比較器５１の反転入力端子および同じく過電流保護回路５内の抵抗器５８１の一端（信号線Ｌ１）に接続されている。入力電圧監視回路２はこのような構成により、過電流保護回路５内の比較器５１および後述する制御ＩＣ６内の増幅器６２に供給する比較電圧を、直流入力電圧Ｖinに応じたものに設定するようになっている。

電流監視回路３は、入力端子ＩＩ３と、出力端子ＶＯ３とを備えている。この入力端子ＩＩ３は、カレントトランス１２の２次側巻線の一端に接続され、出力端子ＶＯ３は、過電流保護回路５内の比較器５１の非反転入力端子（信号線Ｌ２）に接続されている。電流監視回路３はこのような構成により、カレントトランス１２で検出されたＮチャネルＦＥＴ１３のドレイン電流Ｉ２を用いて、間接的に出力電流Ｉ１が過電流状態となっているか否かを監視するようになっている。

出力電圧監視回路４は、入力端子ＶＩ４と、出力端子ＶＯ４とを備えている。この入力端子ＶＩ４は、電源線ＬＨにおける出力端子Ｔ３に接続され、出力端子ＶＯ４は、後述する過電流保護回路５内の抵抗器５６１の一端に接続されている。出力電圧監視回路４はこのような構成により、分圧抵抗５６１，５６２に供給する電圧Ｖ２を、直流出力電圧Ｖoutに応じたものに設定するようになっている。

過電流保護回路５は、信号線Ｌ１，Ｌ２間の電位差を比較する比較器５１と、この比較器５１の帰還抵抗器であるヒステリシス抵抗５２と、比較器５１の出力電圧Ｖ１を整流する整流ダイオード５３と、抵抗器５４と、充電電流Ｉ３および放電電流Ｉ４を充放電する充放電コンデンサ５５と、出力電圧監視回路４から供給された出力電圧Ｖ２を分圧する抵抗器５６１，５６２とを備えている。比較器５１の反転入力端子は信号線Ｌ１に接続され、非反転入力端子は信号線Ｌ２に接続され、出力端子は整流ダイオード５３のアノードに接続されている。また、整流ダイオード５３のカソードは抵抗器５４の一端に接続され、抵抗器５４の他端は充放電コンデンサ５５の一端（信号線Ｌ３）に接続され、充放電コンデンサ５５の他端は接地に接続されている。また、抵抗器５６１の一端は出力電圧監視回路４の出力端子ＶＯ４に接続され、他端は信号線Ｌ３に接続されている。また、抵抗器５６２の一端は信号線Ｌ３に接続され、他端は接地に接続されている。なお、抵抗器５４および充放電コンデンサ５５は積分器を構成し、これらの抵抗値および容量値から求められる時定数の値に応じて、信号線Ｌ３の電圧波形の立ち上がりおよび立ち下がり時間が任意に設定されるようになっている。

過電流保護回路５はまた、後述する制御ＩＣ６内の増幅器６２の反転入力端子へ供給する電位の基準となる比較電圧Ｖ４を供給する比較電圧電源５７と、この比較電圧Ｖ４を分圧する抵抗器５８１，５８２とを備えている。比較電圧電源５７の一端は信号線Ｌ１に接続され、その他端は接地に接続されている。また、抵抗器５８１の一端は信号線Ｌ１に接続され、その他端は増幅器６２の反転入力端子（信号線Ｌ４）に接続されている。また、抵抗器５８２の一端は信号線Ｌ４に接続され、その他端は接地に接続されている。過電流保護回路５はこのような構成により、入力電圧監視回路２から供給される電圧に加え、比較電圧Ｖ４をも増幅器６２の反転入力端子へ供給する電位の基準とするようになっている。

制御ＩＣ６は、発振パルスＰＬＳ１を生成する発振器６１と、信号線Ｌ３，Ｌ４間の電位差を増幅する増幅器６２と、発振パルスＰＬＳ１と増幅器６２からの出力信号線Ｌ５との間の電位差を比較する比較器６３とを備えている。発振器６１の出力端子は、比較器６３の反転入力端子に接続されている。また、増幅器６２の反転入力端子は信号線Ｌ４に接続され、非反転入力端子は信号線Ｌ３に接続され、出力端は比較器６３の非反転入力端子（信号線Ｌ５）に接続されている。また、比較器６３の反転入力端子は発振器６１の出力端子に接続され、非反転入力端子は信号線Ｌ５に接続され、出力端子は後述する駆動回路７の入力端子ＶＩ７に接続されている。制御ＩＣ６はこのような構成により、ＮチャネルＦＥＴ１３を制御するための制御パルス（図示せず）を駆動回路７へ供給するようになっている。なお、コンデンサ６４１および抵抗器６４２，６４３は、増幅器６２の利得（ゲイン）を設定するゲインコントローラとして機能するものであり、図１に示した例では制御ＩＣ６に対して外付けで接続されているが、制御ＩＣ６内に内蔵するようにしてもよい。

駆動回路７は、入力端子ＶＩ７と、出力端子ＶＯ７とを備えている。この入力端子ＶＩ７は、比較器６３の出力端子に接続され、出力端子ＶＯ７は、ＮチャネルＦＥＴ１３のゲートＧに接続されている。また、駆動回路７は、この出力端子ＶＯ７からＮチャネルＦＥＴ１３のゲートＧに供給される駆動パルスＰＬＳ２により、ＮチャネルＦＥＴ１３を駆動するようになっている。

ここで、整流ダイオード１４、チョークコイル１５および出力平滑コンデンサ１６は、本発明における「出力回路」の一具体例に対応するものである。また、過電流保護回路５、制御ＩＣ６および駆動回路７は、本発明における「スイッチング駆動回路」の一具体例に対応するものである。また、充放電コンデンサ５５は、本発明における「充放電部」の一具体例に対応するものである。

次に、図２および図３を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。ここで、図２は、スイッチング電源装置の各部の電圧波形を表すもので、（Ａ）はドレイン電流Ｉ２を示し、（Ｂ）は比較器５１の出力電圧Ｖ１を示し、（Ｃ）は信号線Ｌ３の電位Ｖ３を示し、（Ｄ）はソース電位Ｖ_Sから見た場合の駆動パルスＰＬＳ２の波形を示し、（Ｅ）は出力電流Ｉ１を示し、（Ｆ）は直流出力電圧Ｖoutを示している。ここに示した例では、ドレイン電流Ｉ２の通常時の電流値＝１０Ａ、ドレイン電流Ｉ２により出力電流Ｉ１が過電流状態であると判断する電流値をＩth、比較器５１の出力電圧Ｖ１の波高値＝５Ｖ、信号線Ｌ３の電位Ｖ３の最大値＝５Ｖ、駆動パルスＰＬＳ２の波形の波高値＝１２Ｖ、出力電流Ｉ１の通常時の電流値＝４０Ａ、出力電流Ｉ１の定格値（過電流状態とする電流値）＝５５Ａ、直流出力電圧Ｖoutの通常時の電圧値（垂下前電圧）＝１５Ｖとする。また、図３は、スイッチング電源装置の出力電圧対出力電流特性を表すものであり、横軸は出力電流Ｉ１［Ａ］を、縦軸は直流出力電圧Ｖout［Ｖ］を示している。

まず、スイッチング電源装置の通常時（図２のタイミングｔ１以前）の動作を説明する。

チョッパ回路１の入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給された直流入力電圧Ｖinは、入力平滑コンデンサ１１により平滑化されると共に、入力電圧監視回路２に供給される。また、平滑化されたドレイン電位Ｖ_Dと、ソース電位Ｖ_Sとの電位差（＝Ｖ_D−Ｖ_S）、およびゲート電位Ｖ_Gと、ソース電位Ｖ_Sとの電位差（＝Ｖ_G−Ｖ_S）に基づいて、ＮチャネルＦＥＴ１３にドレイン電流Ｉ２が流れ、このドレイン電流Ｉ２がカレントトランス１２により検出され、その２次側に発生した電流が、電流監視回路３に供給される。

入力電圧監視回路２および電流監視回路３からそれぞれ出力される電位（信号線Ｌ１，Ｌ２の電位）は、過電流保護回路５内の比較器５１により、その電位の大小が比較される。ここで図２（Ａ），図２（Ｂ）に示したように、通常時（タイミングｔ１以前）には、ドレイン電流Ｉ２および出力電流Ｉ１の値は所定の基準値（それぞれ、Ｉth，５５Ａ）以下であるので、信号線Ｌ１の電位よりも信号線Ｌ２の電位のほうが低電位となり、比較器５１の出力電圧Ｖ１は「Ｌ」レベル（＝０Ｖ）となる。この比較器５１の出力電圧Ｖ１と、出力電圧監視回路４から供給された電圧Ｖ２が抵抗器５６１，５６２により分圧された電位とに基づいて、信号線Ｌ３の電位Ｖ３が生成される。一方、入力電圧監視回路２から出力される電位（信号線Ｌ１の電位）と、比較電圧電源５７から供給される電位Ｖ４が抵抗器５８１，５８２により分圧された電位とに基づいて、信号線Ｌ４の電位が生成される。

これら信号線Ｌ３の電位Ｖ３と信号線Ｌ４の電位との電位差は、制御ＩＣ６内の増幅器６２により増幅され、その増幅された出力である信号線Ｌ５の電位と、発振器６１から出力される発振パルスＰＬＳ１の電位とが、比較器６３により比較される。その際、通常時は前述のように比較器５１の出力電圧Ｖ１が「Ｌ」レベルであることから、図２（Ｃ）に示したように信号線Ｌ３の電位Ｖ３の値は２．５Ｖ以下となり、増幅器６２を介した信号線Ｌ５の電位も所定値以下となるので、比較器６３により制御パルスが出力され、これに基づいて駆動回路７により、図２（Ｄ）に示したような駆動パルスＰＬＳ２が生成される。

よって、駆動回路７から供給されたこの駆動パルスＰＬＳ２の電位（ゲート電位Ｖ_G）に基づいて、前述のようにドレイン電流Ｉ２が、ＮチャネルＦＥＴ１３のチョッピング動作によりそのソースＳ側に供給される。そして、パルス電圧であるソース電位Ｖ_Sは、整流ダイオード１４により整流され、チョークコイル１５および出力平滑コンデンサ１６により、その整流された電圧波形が平滑化される。このようにして、出力電流Ｉ１が負荷８に供給され、駆動される。またその際、直流出力電圧Ｖoutが出力電圧監視回路４により監視されているので、例えば負荷８の抵抗値が変化するなどして、出力電流Ｉ１の値が変化するような場合でも、図２（Ｆ）および図３に示したように、直流出力電圧Ｖoutの値は一定（この例では、１５Ｖ）に保たれるようになっている。具体的には、例えば直流出力電圧Ｖoutの値が増加した場合には、それに応じて出力電圧監視回路４から供給される電位Ｖ２、信号線Ｌ３の電位Ｖ３、そして信号線Ｌ５の電位の値もそれぞれ増加し、この値が増加した信号線Ｌ５の電位と発振パルスＰＬＳ２の電位とが比較されることで、駆動パルスＰＬＳ２のデューティ比が減少し、結果的に、直流出力電圧Ｖoutの値が減少するようにＮチャネルＦＥＴ１３が駆動される。なお、直流出力電圧Ｖoutの値が減少した場合も、同様にして直流出力電圧Ｖoutの値が増加するようにＮチャネルＦＥＴ１３が駆動され、このようにして直流出力電圧Ｖoutの値が一定に保たれるようになっている。

次に、出力電流Ｉ１が過電流状態となってから、過電流保護回路５により通常状態に復帰するまで（図２のタイミングｔ１〜タイミングｔ４の期間）の動作を説明する。なお、以下の説明における電圧電流ポイントＰ１〜Ｐ４とは、出力電圧対出力電流特性において、一の出力電圧と一の出力電流とにより定まる特性点を意味するものである。

まず、図３の矢印Ｘ１のように出力電流Ｉ１の値が増加し、図２のタイミングｔ１において、定格電流値である５５Ａを越え、過電流状態となった場合（図３の電圧電流ポイントＰ１の状態）、ドレイン電流Ｉ２も所定の基準値Ｉthの値を越える（図２（Ａ））。そして、これを監視している電流監視回路３により、その値に応じて増加した電位（信号線Ｌ２の電位）が一定期間（タイミングｔ１〜タイミングｔ２の期間）供給され、比較器５１の出力電圧Ｖ１も、この期間だけ「Ｈ」レベル（＝５Ｖ）となる（図２（Ｂ））。

したがって、充電電流Ｉ３が充放電コンデンサ５５に充電され、その結果、この期間では信号線Ｌ３の電位Ｖ３も２．５Ｖから５Ｖまで増加することとなる（図２（Ｃ））。またその際、前述のように抵抗器５４および充放電コンデンサ５５が積分回路を構成することから、これらの抵抗値および容量値から求められる時定数の値に応じて、その立ち上がり時間（波形の形状）が任意の値、つまりアナログ的に遅延される。そして、この信号線Ｌ３の電位Ｖ３の値が、この例では２．５Ｖを越えたことで、それに応じて増幅器６２の出力である信号線Ｌ５の電位も増加し、比較器６３から発振パルスＰＬＳ１に基づいた制御パルスが生成されなくなる。よって、駆動パルスＰＬＳ２の波形においてもオン状態の波形がなくなり（図２（Ｄ））、ＮチャネルＦＥＴ１３のドレイン電流Ｉ２も流れなくなる（図２（Ａ））。したがって、図３の矢印Ｘ２に示したように、出力電流Ｉ１および直流出力電圧Ｖoutの値が減少することとなる（図２（Ｅ），図２（Ｆ），図３）。なお、タイミングｔ２において、比較器５１の出力電圧Ｖ１が再び「Ｌ」レベル（＝０Ｖ）となった後は、充放電コンデンサ５５から放電電流Ｉ４が放電され、これに応じて信号線Ｌ３の電位Ｖ３も、前述のように積分回路によりアナログ的に減少していく（図２（Ｂ），図２（Ｃ））。なお、信号線Ｌ３の電圧波形の遅延は、上述した抵抗器５４および充放電コンデンサ５５がなす積分回路に加え、比較器５１に設けられたヒステリシス抵抗５２によってもなされるようになっている。

次に、図２のタイミングｔ３において、信号線Ｌ３の電位Ｖ３が再び２．５Ｖ以下になったとき（図２（Ｃ））、この例では、出力電流Ｉ１および直流出力電圧Ｖoutはそれぞれ、２０Ａおよび１１Ｖ（垂下後電圧）となっている（図２（Ｅ），図２（Ｆ），図３の電圧電流ポイントＰ２）。また逆にいうと、出力電圧監視回路４により、直流出力電圧Ｖoutが１１Ｖまで低下したことが検出されたとき、信号線Ｌ３の電位Ｖ３は再び２．５Ｖ以下になるように設定されている。このとき、増幅器６２を介して信号線Ｌ５の電位も減少していることから、前述のように駆動回路７により、再び駆動パルスＰＬＳ２のオン状態の波形が生成され（図２（Ｄ））、チョッパ回路１の動作が復帰することとなる。ここで、前述のように信号線Ｌ３の電位Ｖ３はアナログ的に減少していくことから、それに応じて、駆動パルスＰＬＳ２のデューティ比も、タイミングｔ３以降徐々に増加していく（図２（Ｄ））。よって、ドレイン電流Ｉ２、出力電流Ｉ１および直流出力電圧Ｖoutも図３の矢印Ｘ３のように増加するが、これらの値もアナログ的に増加していくこととなる（図２（Ａ），図２（Ｅ），図２（Ｆ））。

そして、図２のタイミングｔ４において、信号線Ｌ３の電位Ｖ３および駆動パルスＰＬＳ２のデューティ比が収束し（図２（Ｃ），図２（Ｄ））、ドレイン電流Ｉ２、出力電流Ｉ１および直流出力電圧Ｖoutの値も通常時の値に戻ると（図２（Ａ），図２（Ｅ），図２（Ｆ），図３の電圧電流ポイントＰ３）、直流出力電圧Ｖoutが増加し、図３の電圧電流ポイントＰ４に移動し、元の状態に戻ることとなる。このようにして、直流出力電圧Ｖoutの垂下が開始した時点である電圧電流ポイントＰ１を避けつつ、直流出力電圧Ｖoutが元の値（＝１５Ｖ）であり、かつ電圧電流ポイントＰ１における出力電流Ｉ１よりも値が小さい（＝４０Ａ）電圧電流ポイントＰ４まで復帰させることができる。

以上のように、本実施の形態では、カレントトランス１２を介して電流監視回路３により、出力電流Ｉ１の過電流状態が検出されたとき、直流出力電圧Ｖoutを垂下して、電圧電流ポイントＰ１における値（＝１５Ｖ）よりも小さくなるようにすると共に、その後、電圧電流ポイントＰ２，Ｐ３を介して、電圧電流ポイントＰ１における出力電流Ｉ１（＝５５Ａ）よりも値が小さく（＝４０Ａ）、かつ直流出力電圧Ｖoutが元の値（＝１５Ｖ）である電圧電流ポイントＰ４まで復帰するようにしたので、過電流状態となった地点（電圧電流ポイントＰ１）付近での装置の停止および復帰動作が繰り返されることがなく、装置の安定動作を確保しつつ復帰することが可能となる。

また、抵抗器５４および充放電コンデンサ５５がなす積分回路に加え、比較器５１に設けられたヒステリシス抵抗５２により信号線Ｌ３の電圧波形を遅延させるようにしたので、より確実に電圧電流ポイントＰ１を避けつつ電圧電流ポイントＰ４まで復帰することができる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。

図４は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。この図で、上記第１の実施の形態（図１）と同一の構成要素には同一符号を付し、適宜、説明を省略する。

本実施の形態のスイッチング電源装置は、上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置におけるチョッパ回路１の出力端子Ｔ３，Ｔ４間にバッテリ９を接続し、過電流状態から通常状態に復帰する際に、負荷８に対して、チョッパ回路１に加えてバッテリ９からも電流を供給するようにしたものである。その他の構成は、図１の場合と同様である。

バッテリ９は、上記のように過電流状態から通常状態に復帰する際に、負荷８に対して駆動電流Ｉ５を供給するためのものである。つまりこの場合、負荷８には、チョッパ回路１から出力電流Ｉ１が供給されると共に、バッテリ９からも駆動電流Ｉ５が供給され、全体として電流Ｉ６が供給される。したがって、過電流状態から通常状態に復帰する際の電圧電流ポイントが、任意に設定される。

図５は、本実施の形態のスイッチング電源装置の出力電圧対出力電流特性を表すものである。

このように、バッテリ９からも負荷８に対して駆動電流Ｉ５を供給するようにしたことで、過電流状態となった電圧電流ポイントＰ１から通常状態に復帰する際に、第１の実施の形態で示した図３の場合とは異なり、矢印Ｘ４，５に示したように、電圧電流ポイントＰ５，Ｐ６，Ｐ７の順に復帰するようになっている。つまり、電圧電流ポイントＰ１から直流出力電圧Ｖoutを小さくする際（矢印Ｘ４）に、任意の傾きで行うことができ、負荷８へ供給される電流Ｉ６の値を任意に設定した上で装置を復帰させることができる。なお、図５に示した特性は、出力電流Ｉ１を一定のまま直流出力電圧Ｖoutを小さくした場合の一例であり、この例には限られず、任意の傾きで行うことが可能である。

以上のように、本実施の形態では、チョッパ回路１の出力端子Ｔ３，Ｔ４間にバッテリ９を設け、過電流状態から通常状態に復帰する際に、負荷８に対して、チョッパ回路１に加えてバッテリ９からも電流を供給するようにしたので、第１の実施の形態における効果に加え、過電流状態から通常状態に復帰する際の電圧電流ポイントに対する自由度を向上させることができる。

以上、第１および第２の実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態では、充放電コンデンサ５５を用いてデューティ比を変化させる場合について説明してきたが、発振器６１が供給する発振パルスＰＬＳ１の周波数を徐々に変化させることで、デューティ比を変化させるようにしてもよい。このように構成した場合でも、上記実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

また、上記実施の形態では、チョッパ回路１におけるスイッチング素子を、ＮチャネルＦＥＴ１３により構成した場合について説明してきたが、ＰチャネルＦＥＴにより構成するようにしてもよく、さらに他のスイッチング素子、例えばバイポーラトランジスタなどにより構成するようにしてもよい。このように構成した場合でも、上記実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

さらに、上記実施の形態では、スイッチング電源装置がチョッパ型（チョッパ回路１）である場合について説明してきたが、例えばフルブリッジ型のスイッチング電源装置に適用することも可能である。このように構成した場合でも、上記実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図１のスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミング図である。 図１のスイッチング電源装置の出力電圧対出力電流特性を表す特性図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図４のスイッチング電源装置の出力電圧対出力電流特性を表す特性図である。

符号の説明

１…チョッパ回路、２…入力電圧監視回路、３…電流監視回路、４…出力電圧監視回路、５…過電流保護回路、６…制御ＩＣ、７…駆動回路、８…負荷、９…バッテリ、１１…入力平滑コンデンサ、１２…カレントトランス、１３…ＮチャネルＦＥＴ、１４，５３…整流ダイオード、１５…チョークコイル、１６…出力平滑コンデンサ、５１，６３…比較器、５２…ヒステリシス抵抗、５４，５６１，５６２，５８１，５８２，６４２，６４３…抵抗器、５５…充放電コンデンサ、５７…比較電圧電源、６１…発振器、６２…増幅器、６４１…コンデンサ、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、ＬＨ…電源線、ＬＧ…接地線、Ｖ_D…ドレイン電位、Ｖ_S…ソース電位、Ｖ_G…ゲート電位、ＰＬＳ１…発振パルス、ＰＬＳ２…駆動パルス。

Claims (5)

1. 入力電圧をスイッチングすることによりパルス電圧を生成するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子により生成されたパルス電圧に基づいて出力電圧を生成する出力回路と、
   前記スイッチング素子を駆動するスイッチング駆動回路と、
   前記出力回路の出力電流を監視する電流監視回路と
   を備え、
   前記スイッチング駆動回路は、前記電流監視回路によって過電流状態が検出されたとき、前記出力回路の出力電圧を、前記過電流状態に至る前の出力電圧である垂下前電圧よりも小さくなるように垂下させて垂下後電圧とし、この垂下後電圧から前記垂下前電圧に復帰するときは、前記出力回路の出力状態を、電圧垂下開始時の出力電流よりも小さい出力電流に復帰させるように前記スイッチング素子の駆動を制御する
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記スイッチング駆動回路は、前記電流監視回路によって前記過電流状態が検出されたとき、前記パルス電圧のデューティ比が変化するように前記スイッチング素子の駆動を制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記スイッチング駆動回路は、前記パルス電圧の波形の立ち上がりおよび立ち下がりを遅延させる充放電部を有すると共に、この充放電部を用いることにより、前記パルス電圧のデューティ比が変化するように前記スイッチング素子の駆動を制御する
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記スイッチング駆動回路は、前記パルス電圧の周波数を徐々に変化させることにより、前記パルス電圧のデューティ比が変化するように前記スイッチング素子の駆動を制御する
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記スイッチング駆動回路は、前記垂下後電圧において、前記電圧垂下開始時の出力電流よりも小さい出力電流となるように前記スイッチング素子の駆動を制御する
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
   

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