JPS62160816A - 近接スイツチの発振回路 - Google Patents
近接スイツチの発振回路Info
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- JPS62160816A JPS62160816A JP210786A JP210786A JPS62160816A JP S62160816 A JPS62160816 A JP S62160816A JP 210786 A JP210786 A JP 210786A JP 210786 A JP210786 A JP 210786A JP S62160816 A JPS62160816 A JP S62160816A
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- JP
- Japan
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- current
- circuit
- transistor
- bias
- current mirror
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
- H03K17/945—Proximity switches
- H03K17/95—Proximity switches using a magnetic detector
- H03K17/952—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils
- H03K17/9537—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit
- H03K17/9542—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator
- H03K17/9547—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator with variable amplitude
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は近接スイッチのための発振回路に関し、特に、
近接スイッチの動作点距離のバラツキを吸収すべく、外
部から直流電流で簡単に感度調整を可能とならしめる近
接スイッチの発振回路に関する。
近接スイッチの動作点距離のバラツキを吸収すべく、外
部から直流電流で簡単に感度調整を可能とならしめる近
接スイッチの発振回路に関する。
高周波発振形近接スイッチは、検出コイルに金属体等の
近接体が近接すること罠よって検出コイルの高周波損失
が増加することを利用しており、検出コイルとコンデン
サとで並列共振回路を構成しておき、近接体の接近によ
るこの検出コイルのＱ値の減少により、発振の振巾の減
衰あるいは発振の停止が生ずることをもって近接体の検
出動作を行うものである。
近接体が近接すること罠よって検出コイルの高周波損失
が増加することを利用しており、検出コイルとコンデン
サとで並列共振回路を構成しておき、近接体の接近によ
るこの検出コイルのＱ値の減少により、発振の振巾の減
衰あるいは発振の停止が生ずることをもって近接体の検
出動作を行うものである。
この近接スイッチに用いられる発振回路の従来技術を第
４図に示す。この回路の動作の概要について説明すると
、トランジスタＴｒｉはエミッタフォロワ接続されてお
り、そのコレクタ電流ＩＣＩが、トランジスタＴｒ２
ｒ Ｔｒ３からなるカレントミラー回路を経て、正帰還
電流ＩＰとして、検出コイルＬとコンデンサＣとからな
る並列共振回路に供給されて発振が持続するよう構成さ
れる。
４図に示す。この回路の動作の概要について説明すると
、トランジスタＴｒｉはエミッタフォロワ接続されてお
り、そのコレクタ電流ＩＣＩが、トランジスタＴｒ２
ｒ Ｔｒ３からなるカレントミラー回路を経て、正帰還
電流ＩＰとして、検出コイルＬとコンデンサＣとからな
る並列共振回路に供給されて発振が持続するよう構成さ
れる。
並列共振回路とトランジスタＴｒｉのベースとの間ｆ設
けられるダイオードＤは、これに接続される定電流源■
とともに、トランジスタＴｒｉのベース直流バイアスを
与えるレベルシフト回路を構成しており、このレベルシ
フト回路により、トランジスタＴｒｉを直線領域で動作
させて正帰還電流ＩＦの歪波形を防止して、発振能力を
高めている。なお、正帰還電流ｒｒは、発振波形の円の
トランジスタＴｒ１がＯＮする正の半サイクルのみ流れ
ることになる。
けられるダイオードＤは、これに接続される定電流源■
とともに、トランジスタＴｒｉのベース直流バイアスを
与えるレベルシフト回路を構成しており、このレベルシ
フト回路により、トランジスタＴｒｉを直線領域で動作
させて正帰還電流ＩＦの歪波形を防止して、発振能力を
高めている。なお、正帰還電流ｒｒは、発振波形の円の
トランジスタＴｒ１がＯＮする正の半サイクルのみ流れ
ることになる。
この従来技術の構成において、トランジスタＴｒ１は、
並列共振回路に生じた発振電圧ｖｏｓｃ を電流に変換
する役割を果しており、その変換効率は、そのエミッタ
に接続されろ抵抗Ｒの値によって決定されることになる
。
並列共振回路に生じた発振電圧ｖｏｓｃ を電流に変換
する役割を果しており、その変換効率は、そのエミッタ
に接続されろ抵抗Ｒの値によって決定されることになる
。
ところで、検出コイルＬのＱ値であるが、近接体が離れ
ている場合と近づいている場合でその変化は数多であり
、この値は発振回路を構成する各部品の定数のバラツキ
以下であるため、近接スイッチを組付けた際には、どう
しても所定の検出距離でオン・オフするよ５にするため
に個別に感度調整をする必要がある。
ている場合と近づいている場合でその変化は数多であり
、この値は発振回路を構成する各部品の定数のバラツキ
以下であるため、近接スイッチを組付けた際には、どう
しても所定の検出距離でオン・オフするよ５にするため
に個別に感度調整をする必要がある。
かかる感度調整の要求に対して、第４図に示すような従
来技術では、抵抗Ｒを可変としてトランジスタＴｒｉの
電圧／電流変換効率を変化させることで、トランジスタ
Ｔｒｉのコレクタ電流■Ｃ１を変化させて正帰還電流ｒ
ｒを変化させ、発振強度を調整して対応していた。
来技術では、抵抗Ｒを可変としてトランジスタＴｒｉの
電圧／電流変換効率を変化させることで、トランジスタ
Ｔｒｉのコレクタ電流■Ｃ１を変化させて正帰還電流ｒ
ｒを変化させ、発振強度を調整して対応していた。
しかしながら、このような調整方式では、抵抗ＲをＩＣ
内圧組み込むことができないため、ＩＣの外部に配置さ
せることになるか、この抵抗Ｒには発振の高周波電流が
流れているために、外部に配置させることでノイズを誘
導してしまうという欠点があった。
内圧組み込むことができないため、ＩＣの外部に配置さ
せることになるか、この抵抗Ｒには発振の高周波電流が
流れているために、外部に配置させることでノイズを誘
導してしまうという欠点があった。
しかも、抵抗Ｒと並列にサーミスタ等を接続して検出コ
イルの温度補償を行うようなときにあっては、抵抗Ｒと
の関係でサーミスタの抵抗値の選択に設計上の制約がで
てくるという好ましくない面もちつ１こ〇 〔本発明の概要〕 本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであって、入
出力特性が対数特性もしくはこれに近い特性の電流ミラ
ー回路である非線形回路に、この回路の入力信号に直流
バイアスを印加する直流バイアス印加回路を接続する構
成とすることにより、この直流バイアスのレベルを任意
に設定するだけで、発振回路のループゲインを選択して
、近接スイッチとしてのオン・オフ感度の調整を外部か
ら容易に実施できろようにすることを目的とするもので
ある。
イルの温度補償を行うようなときにあっては、抵抗Ｒと
の関係でサーミスタの抵抗値の選択に設計上の制約がで
てくるという好ましくない面もちつ１こ〇 〔本発明の概要〕 本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであって、入
出力特性が対数特性もしくはこれに近い特性の電流ミラ
ー回路である非線形回路に、この回路の入力信号に直流
バイアスを印加する直流バイアス印加回路を接続する構
成とすることにより、この直流バイアスのレベルを任意
に設定するだけで、発振回路のループゲインを選択して
、近接スイッチとしてのオン・オフ感度の調整を外部か
ら容易に実施できろようにすることを目的とするもので
ある。
以下、本発明の実施例を図面により詳細に説明する。こ
こで、第４図に示す従来技術の回路構成と同じものにつ
いては、同符号で示しである。
こで、第４図に示す従来技術の回路構成と同じものにつ
いては、同符号で示しである。
本発明の一実施例である第１図の回路構成と、従来技術
である第４図の回路構成で異なる点は、本発明では、ト
ランジスタＴｒ２のコレクタに抵抗ｒが接続されたこと
と、トランジスタＴｒ３のコレクタとコモン電位間に、
トランジスタＴｒ４とＴｒ５からなるカレントミラー回
路が接続されている点である。このカレントミラー回路
は直流バイアス印加回路を構成している。
である第４図の回路構成で異なる点は、本発明では、ト
ランジスタＴｒ２のコレクタに抵抗ｒが接続されたこと
と、トランジスタＴｒ３のコレクタとコモン電位間に、
トランジスタＴｒ４とＴｒ５からなるカレントミラー回
路が接続されている点である。このカレントミラー回路
は直流バイアス印加回路を構成している。
次に、このように構成されろ本発明の回路動作について
説明する〇 まず、従来のカレントミラー回路を構成していたトラン
ジスタＴｒ２とＴｒ３のトランジスタＴｒ２のコレクタ
に対し、抵抗ｒを接続することで、トランジスタＴｒ２
のコレクタ電流ＩＣ２とトランジスタＴｒ３のコレクタ
電流ＩＣ５を等しくする。すなわち、トランジスタＴｒ
２のベースエミッタ間電圧なりＢＦ２、トランジスタＴ
ｒ３のベースエミッタ間電圧’？ニーＶｎＥｓ、抵抗ｒ
の抵抗値をｒとすると、 ＶＢＥ３ ＝ ＶＢＥ２ ＋ ＩＣ２” ｒとなる。こ
こで、トランジスタＴｒ２の飽和電流な工ｓ２、トラン
ジスタＴｒ３の飽和電流をＩｓ３として、これらをトラ
ンジスタの公式、 ｑ：電子の電荷 に：ポルツマン定数 Ｔ：絶対温度 に代入し、Ｉｓ２ ＝ Ｉｓ５を使って整理すると、Ｉ
Ｃ２とＩｃ５の関係式として が求められる。
説明する〇 まず、従来のカレントミラー回路を構成していたトラン
ジスタＴｒ２とＴｒ３のトランジスタＴｒ２のコレクタ
に対し、抵抗ｒを接続することで、トランジスタＴｒ２
のコレクタ電流ＩＣ２とトランジスタＴｒ３のコレクタ
電流ＩＣ５を等しくする。すなわち、トランジスタＴｒ
２のベースエミッタ間電圧なりＢＦ２、トランジスタＴ
ｒ３のベースエミッタ間電圧’？ニーＶｎＥｓ、抵抗ｒ
の抵抗値をｒとすると、 ＶＢＥ３ ＝ ＶＢＥ２ ＋ ＩＣ２” ｒとなる。こ
こで、トランジスタＴｒ２の飽和電流な工ｓ２、トラン
ジスタＴｒ３の飽和電流をＩｓ３として、これらをトラ
ンジスタの公式、 ｑ：電子の電荷 に：ポルツマン定数 Ｔ：絶対温度 に代入し、Ｉｓ２ ＝ Ｉｓ５を使って整理すると、Ｉ
Ｃ２とＩｃ５の関係式として が求められる。
この式は直接解くことはできないが、数値計算によれば
、ＩＣ２とＩｃ３との間には、この式によりおおよそ第
３図に示すような関係が成立する。丁なわち、Ｉｃ３の
増加に従ってＩｃ２は飽和していく形となる。
、ＩＣ２とＩｃ３との間には、この式によりおおよそ第
３図に示すような関係が成立する。丁なわち、Ｉｃ３の
増加に従ってＩｃ２は飽和していく形となる。
一方、トランジスタＴｒ２とＴｒ３のベース電流Ｖ無視
丁れば、Ｉ（ｊは、 Ｉ（ｊ＝ＩＣ４＋ ＩＣＩ にて表わされる。ここで、ＩＣＩとＩｃＪは、各々、ト
ランジスタＴｒｉとＴｒ４のコレクタ電流である。
丁れば、Ｉ（ｊは、 Ｉ（ｊ＝ＩＣ４＋ ＩＣＩ にて表わされる。ここで、ＩＣＩとＩｃＪは、各々、ト
ランジスタＴｒｉとＴｒ４のコレクタ電流である。
丁なわちＩＣ５は、直流電流であるＩｃ＋１と、トラン
ジスタＴｒｉがＯＮするときの発振波形の正のサイクル
のときのみ電流が流れる半波整流の電流Ｉｃｌとを重畳
したものとなっている。
ジスタＴｒｉがＯＮするときの発振波形の正のサイクル
のときのみ電流が流れる半波整流の電流Ｉｃｌとを重畳
したものとなっている。
これから、第３図に示すように、ＩｃＪの直流電流が小
さい場合には、Ｉ ｃ ２／１ｏｓのカーブ特性から、
■−〇の関係で表わされるように、Ｉｃ２には大きな交
流成分が流れることになる０また、ＩＣ１１の直流電流
が大きい場合には、■−■の関係で表わされるように、
ＩＣ２には小さな交流成分が流れることになる〇 第１図から明らかなように、トランジスタＴｒ２のベー
ス電流を無視てれば、Ｉｃ２は並列共振回路への正帰還
電流ＩＦとなることから、Ｉｃ４の大きさを変化させる
ことでＩＰの交流成分の大きさを調整でき、従って発振
強度を調整できるので、感度調整が笑現できることにな
る。
さい場合には、Ｉ ｃ ２／１ｏｓのカーブ特性から、
■−〇の関係で表わされるように、Ｉｃ２には大きな交
流成分が流れることになる０また、ＩＣ１１の直流電流
が大きい場合には、■−■の関係で表わされるように、
ＩＣ２には小さな交流成分が流れることになる〇 第１図から明らかなように、トランジスタＴｒ２のベー
ス電流を無視てれば、Ｉｃ２は並列共振回路への正帰還
電流ＩＦとなることから、Ｉｃ４の大きさを変化させる
ことでＩＰの交流成分の大きさを調整でき、従って発振
強度を調整できるので、感度調整が笑現できることにな
る。
つまり１ トランジスタＴｒ４とＴｒ５はカレントミラ
ー回路を構成していることから、Ｉｃｑは外部からこの
カレントミラー回路に印加される直流電流Ｉａに等しく
、従って、近接スイッチの感度を外部からの電流の大き
さで一義的に調整できることになるのである。
ー回路を構成していることから、Ｉｃｑは外部からこの
カレントミラー回路に印加される直流電流Ｉａに等しく
、従って、近接スイッチの感度を外部からの電流の大き
さで一義的に調整できることになるのである。
なお、Ｉｃ２の直流成分であるが、検出コイルＬの直流
抵抗が低いため短絡状態になり、発振動作に影響を与え
るものではない。
抵抗が低いため短絡状態になり、発振動作に影響を与え
るものではない。
以上説明したように、本発明によれば、検出コイルに電
流を帰還する電流ミラー回路に、直流バイアス印加回路
を設けて、エミッタフォロワ接続したトランジスタの出
力電流に、任意に選べる直流バイアス電流を加えるよう
にしたので、その直流バイアス電流レベルの選択だけで
、近接スイッチの感度調整が可能となり、上記エミッタ
フォロワ接続したトランジスタのエミッタに接続した抵
抗の、他の回路とのＩＣ化が可能になり、外部ノイズの
誘導を防止でき、上記抵抗による感度調整の信号のライ
ンは特に短くする必要はなく、配線上の制約が少なくな
る。また温度補償の際にも抵抗値の制限がないため、設
計の自由度が高い。
流を帰還する電流ミラー回路に、直流バイアス印加回路
を設けて、エミッタフォロワ接続したトランジスタの出
力電流に、任意に選べる直流バイアス電流を加えるよう
にしたので、その直流バイアス電流レベルの選択だけで
、近接スイッチの感度調整が可能となり、上記エミッタ
フォロワ接続したトランジスタのエミッタに接続した抵
抗の、他の回路とのＩＣ化が可能になり、外部ノイズの
誘導を防止でき、上記抵抗による感度調整の信号のライ
ンは特に短くする必要はなく、配線上の制約が少なくな
る。また温度補償の際にも抵抗値の制限がないため、設
計の自由度が高い。
更にスイッチにコントローラを付加することにより、電
流調整によりスイッチ検出距離の自動調整や校正が可能
になるなどの効果が得られる。
流調整によりスイッチ検出距離の自動調整や校正が可能
になるなどの効果が得られる。
第１図は本発明にかかる近接スイッチの発振回路図、第
２図は電流ミラー回路用トランジスタのコレクタ電流対
比特性図、第３図は電流ミラー回路の直流入力に対する
交流出力の変化を示す説明図、第４図は従来の近接スイ
ッチの発振回路図である。 Ｔｒｌ・・・エミッタフォロワ接続のトランジスタ、（
’ｒ２ ＋ Ｔｒ３・・・カレントミラー回路用トラン
ジスタ、Ｔｒ４ ＊ Ｔｒ５・・・直流バイアス印加回
路用トランジス７、Ｌ・・・検出コイル、Ｃ・・・コン
デンサ、Ｒ・・・抵抗。 特許出願人 内式）・ネウエル株式会社第２ｒｓ 第３図
２図は電流ミラー回路用トランジスタのコレクタ電流対
比特性図、第３図は電流ミラー回路の直流入力に対する
交流出力の変化を示す説明図、第４図は従来の近接スイ
ッチの発振回路図である。 Ｔｒｌ・・・エミッタフォロワ接続のトランジスタ、（
’ｒ２ ＋ Ｔｒ３・・・カレントミラー回路用トラン
ジスタ、Ｔｒ４ ＊ Ｔｒ５・・・直流バイアス印加回
路用トランジス７、Ｌ・・・検出コイル、Ｃ・・・コン
デンサ、Ｒ・・・抵抗。 特許出願人 内式）・ネウエル株式会社第２ｒｓ 第３図
Claims (1)
- エミッタフォロワ接続されたトランジスタと、このトラ
ンジスタの出力電流を帰還するための電流ミラー回路と
、この電流ミラー回路によって帰還された電流が供給さ
れている検出コイルとコンデンサとからなる並列共振回
路と、上記トランジスタにベース電流を供給するための
電流源とからなる近接スイッチの発振回路において、上
記電流ミラー回路を構成し、かつ上記の帰還された電流
を出力する側のトランジスタのエミッタに抵抗をそう入
し、エミッタフォロワ接続された上記トランジスタの出
力電流に任意の大きさの直流バイアス電流を印加するこ
とができる直流バイアス印加回路を具備してなることを
特徴とする近接スイッチの発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP210786A JPS62160816A (ja) | 1986-01-10 | 1986-01-10 | 近接スイツチの発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP210786A JPS62160816A (ja) | 1986-01-10 | 1986-01-10 | 近接スイツチの発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62160816A true JPS62160816A (ja) | 1987-07-16 |
Family
ID=11520122
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP210786A Pending JPS62160816A (ja) | 1986-01-10 | 1986-01-10 | 近接スイツチの発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62160816A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02149017A (ja) * | 1988-11-30 | 1990-06-07 | Omron Tateisi Electron Co | 近接スイッチおよびその発振回路 |
| US20180331584A1 (en) * | 2012-09-27 | 2018-11-15 | ConvenientPower HK Ltd. | Methods and Systems for Detecting Foreign Objects in a Wireless Charging System |
-
1986
- 1986-01-10 JP JP210786A patent/JPS62160816A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02149017A (ja) * | 1988-11-30 | 1990-06-07 | Omron Tateisi Electron Co | 近接スイッチおよびその発振回路 |
| US20180331584A1 (en) * | 2012-09-27 | 2018-11-15 | ConvenientPower HK Ltd. | Methods and Systems for Detecting Foreign Objects in a Wireless Charging System |
| US10305332B2 (en) * | 2012-09-27 | 2019-05-28 | ConvenientPower HK Ltd. | Methods and systems for detecting foreign objects in a wireless charging system |
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