JP2001168639A

JP2001168639A - 電圧制御発振器

Info

Publication number: JP2001168639A
Application number: JP35153399A
Authority: JP
Inventors: Tomoo Takahara; 智夫高原; Takuji Yamamoto; 拓司山本; Katsuya Yamashita; 勝也山下
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1999-12-10
Filing date: 1999-12-10
Publication date: 2001-06-22

Abstract

(57)【要約】【課題】電圧制御発振器に関し、発振周波数制御に伴
う発振レベルの変動が少ない電圧制御発振器を提供す
る。【解決手段】増幅回路と、該増幅回路の出力を帰還す
る同調回路と、該同調回路の同調周波数を制御すると共
に、該疎の増幅度を制御する制御電圧生成回路とを備え
て構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は、電圧制御発振器に
係り、特に、発振周波数制御に伴う発振レベルの変動が
少ない電圧制御発振器に関する。

【０００２】電圧制御発振器は、有線通信、無線通信又
は光通信を問わず、しかも、アナログ方式又はデジタル
方式を問わず、広範囲の通信装置における基本周波数の
信号を供給する発振回路や、入力される信号の周波数と
位相に同期した周波数の信号を生成する位相ロック・ル
ープ回路に適用される、極めて基本的且つ共通的な回路
である。

【０００３】そして、電圧制御発振器には、発振周波数
の制御性がよいことと共に、発振周波数の制御に伴う発
振レベルの変動が少ないことが要請されている。

【０００４】そして、広い範囲の発振周波数の制御を行
なっても、発振レベルの変動が少ないということは、電
圧制御発振器の直流設計が容易になるということを意味
している。

【０００５】

【従来の技術】図１１は、従来の電圧制御発振器の原理
を示す図である。

【０００６】図１１において、１０１は増幅回路、１０
２は帰還回路で、帰還回路１０２によって増幅回路１０
１に対して帰還が施される。又、１０３ａは制御電圧生
成回路で、帰還回路の選択周波数を制御している。

【０００７】増幅回路１０１と帰還回路１０２において
は、回路中で発生する広い周波数範囲の雑音が増幅回路
１０１によって増幅され、増幅された雑音のうち帰還回
路１０２の選択周波数の近傍の周波数成分が増幅回路１
０１に正帰還される。

【０００８】この結果、電源投入後短時間の間に帰還回
路１０２の選択周波数の近傍の周波数の信号の振幅が増
加してゆき、帰還回路の損失と増幅回路の増幅度のバラ
ンスがとれる点において、帰還回路の選択周波数の近傍
の周波数で継続的な発振が起きる。

【０００９】即ち、発振には、帰還回路の損失と増幅回
路の増幅度のバランスがとれる点で発振できることと、
帰還回路の選択周波数の近傍で発振できることの２つの
条件が成り立つことが必要である。そして、前者を発振
の電力条件といい、後者を発振の周波数条件という。

【００１０】さて、図１１の構成では、制御電圧生成回
路１０３ａが設けられており、帰還回路を構成する素子
の特性値を制御している。従って、制御電圧生成回路１
０３ａの出力電圧によって発振周波数を制御することが
できる。

【００１１】図１２は、ハートレー型発振器を用いた従
来の電圧制御発振器である。

【００１２】図１２において、１は発振動作を行なう第
一のトランジスタ、２は第一のトランジスタ１にバイア
ス電流を供給する電流源としての第二のトランジスタ、
３は第二のトランジスタのエミッタ電流（これは、第一
のトランジスタ１のバイアス電流にほぼ等しい電流であ
る。）を決定する抵抗、４は発振周波数決定に関与する
第一のインダクタ、５は発振周波数決定に関与する第二
のインダクタ、６は発振周波数決定に関与する可変コン
デンサとしての第一の可変容量ダイオード、７、８及び
９は高周波においてはリアクタンスを無視しうる直流遮
断コンデンサである。

【００１３】ハートレー型発振器であるので、高周波的
にみて、第一のトランジスタ１のベース・エミッタ間と
コレクタ・エミッタ間にインダクタが、ベース・コレク
タ間にコンデンサとしての可変容量ダイオードが接続さ
れている。

【００１４】尚、第一のトランジスタ１のコレクタには
バイアス電圧Ｖ_CCが供給され、第二のトランジスタ２の
ベースにはバイアス電圧Ｖ_BIASが供給され、第一の可変
容量ダイオード６には第一の可変容量ダイオードの接合
容量を制御して、図１２の構成の発振器の発振周波数を
制御する電圧Ｖ_CONTが供給されている。

【００１５】そして、第一のトランジスタ１が増幅回路
として動作し、第一のインダクタ４、第二のインダクタ
５及び第一の可変容量ダイオード６が周波数選択特性を
有する帰還回路を構成する。

【００１６】今、第一のインダクタ４のインダクタンス
をＬ₁、第二のインダクタ５のインダクタンスをＬ₂、
第一の可変容量ダイオード６の接合容量をＣ₁とする
と、図１２の構成の発振器の発振周波数ｆ₁は、ｆ₁＝(1/2π)((L₁＋L₂)C₁）^-1/2 （１）となる。

【００１７】又、第一の可変容量ダイオード６の接合容
量が制御電圧Ｖ_CONTによって制御される結果、図１２の
構成は電圧制御発振器として動作する。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、第一の可変
容量ダイオード６の接合容量を可変に制御すると、第一
のインダクタ４及び第二のインダクタ５と共に構成する
帰還回路の損失が変化する。

【００１９】先にも記載した如く、一般に発振器は発振
の電力条件を満たす点で発振する。上記の如く、発振周
波数の制御に伴って帰還回路の損失が変動すると、発振
の電力条件を満たすために増幅回路はその増幅度を変化
させる。

【００２０】ところで、発振レベルは増幅回路の増幅度
と一義的な関係にあるので、増幅回路の増幅度が変化す
ると、当然発振レベルが変化する。

【００２１】図１３は、図１２の構成の制御電圧依存性
の例である。

【００２２】図１３において横軸は制御電圧で、右へゆ
くほど制御電圧が低い。又、左側の縦軸は発振周波数
で、上へゆくほど発振周波数が高い。更に、右側の縦軸
は発振レベルで、上にゆくほど発振レベルが高い。

【００２３】そして、黒丸印を結んだ曲線が発振周波
数、白丸印を結んだ曲線が発振レベルである。

【００２４】図１３に明確に示されている如く、制御電
圧を変えることによって、発振周波数が変化するのに伴
って発振レベルも変動する。

【００２５】このような発振レベルの変動は、当然のこ
とながら、通信装置の動作を不安定にするという問題を
引き起こす上に、図１２の構成の電圧制御発振器の直流
設計を困難にする。

【００２６】特に出力レベルを安定化するためには、電
圧制御発振器の出力側に自動レベル調整機能付の増幅器
を設ければよいが、回路規模や消費電力が大きくなると
いう問題が新たに生ずる。しかも、この手段では電圧制
御発振器の直流設計の困難性を救うことはできない。

【００２７】本発明は、かかる問題点に鑑み、発振周波
数の制御に伴う発振レベルの変動が少ない電圧制御発振
器を提供することを目的とする。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明の第一の原理は、
電圧制御発振器の帰還回路の選択周波数（これが発振周
波数である。）を制御する制御電圧によって、増幅回路
の増幅度を制御することである。

【００２９】本発明の第一の原理によれば、増幅回路の
増幅度を強制的に変化させることによって発振レベルを
強制的に変化させることができる。そして、この発振レ
ベルの変化が帰還回路を構成する素子の特性を変化させ
るので、単に帰還回路の選択周波数を制御する場合とは
異なる発振条件で発振が行なわれるようになり、発振レ
ベルの変動が抑圧される。

【００３０】本発明の第二の原理は、電圧制御発振器の
帰還回路の選択周波数の制御に伴う発振レベルの変化を
モニタし、発振レベルの変化に対応する電圧によって増
幅回路の増幅度を制御することである。

【００３１】本発明の第二の原理によれば、電圧制御の
発振器発振レベルのモニタ電圧によって増幅回路の増幅
度を変化させるので、発振レベルを強制的に変化させる
ことができる。そして、この発振レベルの変化が帰還回
路を構成する素子の特性を変化させるので、単に帰還回
路の選択周波数を制御する場合とは異なる発振条件で発
振が行なわれるようになり、発振レベルの変動が抑圧さ
れる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の原理である。

【００３３】図１において、１０１は増幅回路、１０２
は帰還回路で、帰還回路１０２によって増幅回路１０１
に対して帰還が施される。又、１０３は制御電圧生成回
路で、帰還回路の選択周波数を制御すると共に、増幅回
路１０１の増幅度を制御している。

【００３４】増幅回路１０１と帰還回路１０２において
は、回路中で発生する広い周波数範囲の雑音が増幅回路
１０１によって増幅され、増幅された雑音のうち帰還回
路１０２の選択周波数に等しい周波数成分が増幅回路１
０１に正帰還される。この結果、帰還回路１０２の選択
周波数の近傍の周波数の信号の振幅が増加してゆき、帰
還回路の損失と増幅回路の増幅度のバランスがとれる点
において、帰還回路の選択周波数の近傍の周波数で発振
する。即ち、２つの発振条件を満たす点で発振が行なわ
れる。

【００３５】さて、図１の構成では、制御電圧生成回路
１０３が設けられており、帰還回路を構成する素子の特
性値を制御している。従って、制御電圧生成回路１０３
の出力電圧によって発振周波数を制御することができ
る。

【００３６】更に、制御電圧生成回路１０３の出力電圧
によって増幅回路１０１の増幅度を変化させることがで
きる。増幅回路の増幅度を強制的に変化させることによ
って発振レベルを強制的に変化させることができる。そ
して、この発振レベルの変化が帰還回路を構成する素子
の特性を変化させるので、単に帰還回路の選択周波数を
制御する場合とは異なる発振条件で発振が行なわれるよ
うになり、発振レベルの変動が抑圧される。

【００３７】図２は、本発明の第一の実施の形態で、図
１１の構成の電圧制御発振器に、帰還回路の選択周波数
を制御する電圧によって増幅器の増幅度を制御する回路
を付加したものである。

【００３８】図２において、１は発振動作を行なう第一
のトランジスタ、２は第一のトランジスタ１にバイアス
電流を供給する電流源としての第二のトランジスタ、３
は第二のトランジスタのエミッタ電流を決定する抵抗、
４は発振周波数決定に関与する第一のインダクタ、５は
発振周波数決定に関与する第二のインダクタ、６は発振
周波数決定に関与する可変コンデンサとしての第一の可
変容量ダイオード、７、８及び９は高周波においてはリ
アクタンスを無視しうる直流遮断コンデンサである。

【００３９】そして、第一のトランジスタ１が増幅回路
として動作し、第一のインダクタ４、第二のインダクタ
５及び第一の可変容量ダイオード６が周波数選択性を有
する帰還回路を構成する。

【００４０】ハートレー型発振器であるので、高周波的
にみて、第一のトランジスタ１のベース・エミッタ間と
コレクタ・エミッタ間に第一、第二のインダクタが、ベ
ース・コレクタ間にコンデンサとしての第一の可変容量
ダイオードが接続されている。

【００４１】尚、第一のトランジスタ１のコレクタには
バイアス電圧Ｖ_CCが供給され、第二のトランジスタ２の
ベースにはバイアス電圧Ｖ_BIASが供給され、第一の可変
容量ダイオード６には第一の可変容量ダイオードの接合
容量を制御して、図１２の構成の発振器の発振周波数を
制御する電圧Ｖ_CONTが供給されている。

【００４２】又、１０は第一のトランジスタ１のバイア
ス電流を可変にする電流源としての第三のトランジス
タ、１１は第三のトランジスタ１０のエミッタ電流を決
定する抵抗、１２及び１３は該制御電圧Ｖ_CONTを分圧し
て第三のトランジスタ１０のベースにバイアス電圧を供
給する抵抗で、これらの素子によって第一のトランジス
タ１によってなる増幅回路の増幅度を制御する回路が構
成される。

【００４３】当然、図２の構成の発振周波数は図１２の
構成の発振周波数と同じである。又、第一の可変容量ダ
イオード６の容量が該制御電圧Ｖ_CONTによって制御され
る結果、図２の構成も電圧制御発振器として動作する。

【００４４】図２の構成の特徴は、該制御電圧Ｖ_CONTを
受けて電流を流す、第三のトランジスタ１０、抵抗１
１、抵抗１２及び抵抗１３よりなる増幅度を制御する回
路を付加した点にある。

【００４５】第二のトランジスタ２のエミッタ電流をＩ
₁とすると、Ｉ₁＝(V_BIAS−V _BE)/R₃ （２）である。但し、Ｖ_BEはトランジスタのベース・エミッタ
間電圧（正確には、この電圧はトランジスタ毎にばらつ
きを持っているが、一次近似ではトランジスタの材料と
不純物濃度が決まれば一定とみなすことができる上に、
特に、この回路が半導体集積によって構成される場合に
は全てのトランジスタのベース・エミッタ間電圧はほぼ
等しくなるので、トランジスタ間のばらつきを無視して
いる。）、Ｒ₃は抵抗３の抵抗値である。

【００４６】又、第三のトランジスタ１０のエミッタ電
流をＩ₂とすると、Ｉ₂＝(V_CONT・R₁₃/(R₁₂＋R₁₃)−V _BE)/R₁₁ （３）である。但し、Ｒ₁₁、Ｒ₁₂及びＲ₁₃は、各々、抵抗１
１、抵抗１２及び抵抗１３の抵抗値である。

【００４７】そして、第一のトランジスタ１のバイアス
電流をＩとすれば、Ｉ＝Ｉ₁＋Ｉ₂ （４）である。即ち、第一のトランジスタ１のバイアス電流Ｉ
は、一定電圧Ｖ_BIASによって決まる電流Ｉ₁と、可変電
圧Ｖ_CONTによって決まる電流Ｉ₂の和であり、可変電圧
Ｖ_CONTの変化に応じて変化する。

【００４８】さて、トランジスタの増幅度は、よく知ら
れる如く、そのエミッタ電流によって一義的に決まる。

【００４９】即ち、一定電圧Ｖ_BIASによって決まる電流
Ｉ₁と、可変電圧Ｖ_CONTによって決まる電流Ｉ₂の和の
電流を第一のトランジスタのバイアス電流とすること
で、第一のトランジスタの増幅度を制御することができ
る。

【００５０】この結果、発振レベルを強制的に変化させ
ることができ、この発振レベルの変化が第一の可変容量
ダイオード６の特性を変化させるので、図１２の如く、
第一の可変容量ダイオードの容量だけを制御する場合と
は異なる発振条件で発振が行なわれるようになり、発振
レベルの変動が抑圧される。

【００５１】図３は、図２の構成の制御電圧依存性の例
である。

【００５２】図３において横軸は制御電圧で、右へゆく
ほど制御電圧が低い。又、左側の縦軸は発振周波数で、
上へゆくほど発振周波数が高い。更に、右側の縦軸は発
振レベルで、上にゆくほど発振レベルが高い。

【００５３】そして、白丸印を結んだ曲線と黒丸印を結
んだ曲線が発振周波数、白四角印を結んだ曲線と黒四角
印を結んだ曲線が発振レベルで、更に、黒丸印と黒四角
印が発振周波数の制御を行なうと共に図２の第一のトラ
ンジスタ１の増幅度の制御を行なう場合、白丸印と白四
角印が発振周波数の制御のみを行なう場合である。

【００５４】図３に明確に表されているように、第一の
トランジスタの増幅度の制御を行なわない場合に対し
て、第一のトランジスタの増幅度の制御を行なう場合に
は発振レベルの変動は約１／１０に抑圧される。

【００５５】つまり、発振周波数の制御に伴い発振レベ
ルが変動するという問題や、発振レベルの変動を抑圧す
るために自動レベル制御機能付増幅器が必要になるとい
う問題及び発振レベルの変動により直流設計が困難にな
るという問題が全て解決される。

【００５６】しかも、第一のトランジスタの増幅度の制
御を行なっても行なわなくても、同じ制御電圧に対する
発振周波数の変動は少ないので、従来の電圧制御発振器
と交換する際に新たな調整が必要になることはない。

【００５７】図４は、本発明の第二の実施の形態で、コ
ルピッツ型発振器の電圧制御発振器に、帰還回路の選択
周波数を制御する電圧によって増幅器の増幅度を制御す
る回路を付加したものである。

【００５８】図４において、１は発振動作を行なう第一
のトランジスタ、２は第一のトランジスタ１にバイアス
電流を供給する電流源としての第二のトランジスタ、３
は第二のトランジスタのエミッタ電流を決定する抵抗、
１４は発振周波数決定に関与する第三のインダクタ、１
５は発振周波数決定に関与するコンデンサとしての第二
の可変容量ダイオード、１６は発振周波数決定に関与す
るコンデンサとしての第三の可変容量ダイオード、１
７、１８及び１９は高周波ではリアクタンスを無視しう
る直流遮断コンデンサ、２０は高周波でリアクタンスが
大きくなるチョーク・コイルである。

【００５９】そして、第一のトランジスタ１が増幅回路
として動作し、第二の可変容量ダイオード１５、第三の
可変容量ダイオード１６及び第三のインダクタ１４が周
波数選択性を有する帰還回路を構成する。

【００６０】コルピッツ型発振器であるので、高周波的
にみて、第一のトランジスタ１のベース・エミッタ間と
コレクタ・エミッタ間にコンデンサとしての第二、第三
の可変容量ダイオードが、ベース・コレクタ間に第三の
インダクタが接続されている。

【００６１】尚、第一のトランジスタ１のコレクタには
バイアス電圧Ｖ_CCが供給され、第二のトランジスタ２の
ベースにはバイアス電圧Ｖ_BIASが供給され、第二の可変
容量ダイオード１５、第三の可変容量ダイオード１６に
はこれらの接合容量を制御して、図１２の構成の発振器
の発振周波数を制御する制御電圧Ｖ_CONTが供給されてい
る。

【００６２】又、１０は第一のトランジスタ１のバイア
ス電流を可変にする電流源としての第三のトランジス
タ、１１は第三のトランジスタのエミッタ電流を決定す
る抵抗、１２及び１３は該制御電圧Ｖ_CONTを分圧して第
三のトランジスタのバイアス電圧を供給する抵抗で、こ
れらの素子によって第一のトランジスタ１によってなる
増幅回路の増幅度を制御する回路が構成される。

【００６３】図４の構成の発振周波数ｆ₂は、第三のイ
ンダクタのインダクタンスをＬ₃とし、第二の可変容量
ダイオードの接合容量をＣ₂、第三の可変容量ダイオー
ドの接合容量をＣ₃とすると、ｆ₂＝(1/2π)((1/C₂ ＋1/C₃)/L₃)^1/2 （５）である。

【００６４】又、第二の可変容量ダイオード１５の接合
容量と、第三の可変容量ダイオード１６の接合容量が該
制御電圧Ｖ_CONTによって制御される結果、図４の構成も
電圧制御発振器として動作する。

【００６５】さて、図４の構成の特徴は、該制御電圧Ｖ
_CONTを受けて電流を流す第三のトランジスタ１０、抵抗
１１、抵抗１２及び抵抗１３よりなる回路を付加してい
る点にある。

【００６６】この回路による第一のトランジスタ１の増
幅度の制御については、図２の構成と全く同じであるの
で、回路動作の詳細な説明や電圧依存性のデータについ
ての説明は省略するが、発振周波数の制御に伴う発振レ
ベルの変動を抑圧できる電圧制御発振器が得られる。

【００６７】つまり、発振周波数の制御に伴い発振レベ
ルが変動するという問題や、発振レベルの変動を抑圧す
るために自動レベル制御機能付増幅器が必要になるとい
う問題及び発振レベルの変動により直流設計が困難にな
るという問題が全て解決される。

【００６８】さて、図２や図４においては、直流遮断コ
ンデンサやチョーク・コイルも図示して回路を具体的に
示したので、若干構成が複雑に見えてしまい、本質的な
構成が見えにくくなっているという懸念がある。そこ
で、これらの等価回路を示して、本発明の本質を明らか
にする。

【００６９】図５は、図２の構成の等価回路である。

【００７０】図５において、５１は増幅回路を構成する
トランジスタで、図２の第一のトランジスタ１に該当す
る。５２及び５３はインダクタで、図２の第一のインダ
クタ４及び第二のインダクタ５に相当する。５４はコン
デンサで、図２の第一の可変容量ダイオード６に該当す
る。５５は制御電圧生成回路で、図２の制御電圧Ｖ_CO _NT
が供給される端子と第三のトランジスタ１０、抵抗１
１、抵抗１２及び抵抗１３で構成される部分に該当す
る。

【００７１】そして、制御電圧生成回路５５は、トラン
ジスタ５１の増幅度とコンデンサ５４の容量を制御す
る。これを、図５においては制御電圧生成回路５５から
出ている矢印で表現している。

【００７２】図６は、図４の構成の等価回路である。

【００７３】図６において、５１は増幅回路としてのト
ランジスタで、図４の第一のトランジスタ１に対応す
る。５６及び５７はコンデンサで、図４の構成の第二の
可変容量ダイオード１５及び第三の可変容量ダイオード
１６に対応する。５８はインダクタで、図４の構成の第
三のインダクタ１４に相当する。５５は制御電圧生成回
路で、図４の制御電圧Ｖ_CONTが供給される端子と第三の
トランジスタ１０、抵抗１１、抵抗１２及び抵抗１３で
構成される部分に該当する。

【００７４】そして、制御電圧生成回路５５は、トラン
ジスタ５１の増幅度とコンデンサ５４の容量を制御す
る。これを図６においては制御電圧生成回路５５から出
る矢印で表現している。

【００７５】ここで、図５と図６の構成について更に考
察を続け、図２と図４に示す電圧制御発振器の構成を更
に一般化する。

【００７６】図７は、図２と図４の電圧制御発振器を一
般化した構成である。

【００７７】図７において、６１は増幅器、６２、６３
及び６４はリアクタンス素子、６５は制御電圧生成回路
である。

【００７８】少し戻って、図５と図６の比較をしてみ
る。

【００７９】先ず、図５の構成においては、トランジス
タ５１のベース・エミッタ間とコレクタ・エミッタ間
に、それぞれ、インダクタ５２とインダクタ５３が接続
されており、トランジスタ５１のベース・コレクタ間に
コンデンサ５４が接続されている。

【００８０】一方、図６の構成においては、トランジス
タ５１のベース・エミッタ間とコレクタ・エミッタ間
に、それぞれ、コンデンサ５６とコンデンサ５７が接続
されており、トランジスタ５１のベース・コレクタ間に
インダクタ５８が接続されている。

【００８１】インダクタは、流れる電流の変化を抑圧し
ようとする性質（誘導性のリアクティブ性）のリアクタ
ンス素子であり、コンデンサは端子電圧の変化を抑圧し
ようとする性質（容量性のリアクティブ性）のリアクタ
ンス素子である。

【００８２】つまり、いずれにおいても、トランジスタ
５１のベース・エミッタ間とコレクタ・エミッタ間には
同一のリアクティブ性のリアクタンス素子が接続されて
おり、ベース・コレクタ間には、ベース・エミッタ間と
コレクタ・エミッタ間に接続されているリアクタンス素
子とは異なるリアクティブ性のリアクタンス素子が接続
されている。

【００８３】さて、増幅回路としてのトランジスタにつ
いて考察すると、そのベースは増幅回路の入力端子に該
当し、そのコレクタは増幅回路の出力端子に該当し、そ
のエミッタは増幅回路の共通端子に該当することが判
る。尚、ここでいう「出力端子」とは、あくまで電圧制
御発振器の中の増幅回路の出力端子という意味で、電圧
制御発振器自体の出力端子と同一であるとは限らない。
何故なら、電圧制御発振器内の接地点の取り方によっ
て、コレクタが接地される場合がありうるからである。

【００８４】以上を総合して電圧制御発振器の構成を一
般化すると、本発明の第一の原理による電圧制御発振器
は、増幅回路と、該増幅回路の入力端子と共通端子との
間及び出力端子と共通端子との間に接続される同一のリ
アクティブ性のリアクタンス素子と、該増幅回路の入力
端子と出力端子との間に接続されるリアクタンス素子と
は異なるリアクティブ性のリアクタンス素子と、該リア
クタンス素子のリアクタンスを制御すると共に、該増幅
器の増幅度を制御する制御電圧生成回路を備える電圧制
御発振器であるといえる。

【００８５】しかも、トランジスタ１段で構成される増
幅回路が反転増幅回路であることを考慮すると、図７の
増幅回路６１も反転増幅回路である。

【００８６】図８は、本発明の第二の原理である。

【００８７】図８において、１０１は増幅回路、１０２
は帰還回路で、帰還回路１０２によって増幅回路１０１
に対して帰還が施される。又、１０３ａは制御電圧生成
回路で、帰還回路の選択周波数を制御している。更に、
１０４は発振レベルモニタ回路で、発振レベルの変動を
検出して増幅回路１０１の増幅度を制御する。

【００８８】増幅回路１０１と帰還回路１０２において
発振が起きることと、制御電圧生成回路１０３ａによっ
て帰還回路の選択周波数の制御が行なわれて、図８に示
す原理によって電圧制御発振器が実現できることは、図
１に示した原理と同様であるので再度の説明は省略す
る。

【００８９】図８に示す原理の特徴は、発振レベルモニ
タ回路１０４が発振レベルに変動が生じたことを検出す
ると、発振レベルの変動に対応する電圧を生成、供給し
て増幅回路１０１の増幅度を制御することにある。

【００９０】即ち、増幅回路１０１の増幅度を強制的に
制御することによって発振レベルを強制的に変化させる
ことができる。そして、この発振レベルの制御が帰還回
路を構成する素子の特性を変化させるので、制御電圧生
成回路１０３ａによって単に帰還回路の選択周波数を制
御する場合とは異なる発振条件で発振が行なわれるよう
になり、発振レベルの変動が抑圧される。

【００９１】図９は、本発明の第三の実施の形態で、図
２の構成即ちハートレー型発振器を基本にして、発振レ
ベルモニタ機能を付加したものである。

【００９２】図９において、１は発振動作を行なう第一
のトランジスタ、２は第一のトランジスタ１にバイアス
電流を供給する電流源としての第二のトランジスタ、３
は第二のトランジスタのエミッタ電流を決定する抵抗、
４は発振周波数決定に関与する第一のインダクタ、５は
発振周波数決定に関与する第二のインダクタ、６は発振
周波数決定に関与する可変コンデンサとしての第一の可
変容量ダイオード、７、８及び９は高周波においてはリ
アクタンスを無視しうる直流遮断コンデンサである。

【００９３】ハートレー型発振器であるので、高周波的
にみて、第一のトランジスタ１のベース・エミッタ間と
コレクタ・エミッタ間に第一、第二のインダクタが、ベ
ース・コレクタ間にコンデンサとしての第一の可変容量
ダイオードが接続されている。

【００９４】尚、第一のトランジスタ１のコレクタには
バイアス電圧Ｖ_CCが供給され、第二のトランジスタ２の
ベースにはバイアス電圧Ｖ_BIASが供給され、第一の可変
容量ダイオード６には第一の可変容量ダイオードの接合
容量を制御して、図１２の構成の発振器の発振周波数を
制御する電圧Ｖ_CONTが供給されている。

【００９５】そして、第一のトランジスタ１が増幅回路
として動作し、第一のインダクタ４、第二のインダクタ
５及び第一の可変容量ダイオード６が周波数選択性を有
する帰還回路を構成することは、図２の構成と全く同じ
である。

【００９６】又、１０は第一のトランジスタ１のバイア
ス電流を可変にする電流源としての第三のトランジス
タ、１１は第三のトランジスタのエミッタ電流を決定す
る抵抗、２１は発振器出力を整流するダイオード、２２
は整流によって直流化された電圧を保持するコンデン
サ、２３はコンデンサ２２の保持電圧を適宜増幅して第
三のトランジスタ１０のベースに供給する緩衝増幅器で
ある。

【００９７】図９の構成の発振周波数は図２の構成と同
じであり、又、第一の可変容量ダイオードが制御電圧Ｖ
_CONTによって制御される結果、図９の構成も電圧制御発
振器として動作する。

【００９８】さて、図９の構成の特徴は、発振出力を整
流するダイオード２１、整流電圧を保持するコンデンサ
２２、保持電圧を適宜増幅して定電流原としての第三の
トランジスタのベースに供給する緩衝増幅器２３よりな
る発振レベルモニタ回路によって、第一のトランジスタ
１のバイアス電流を可変にする第三のトランジスタ１０
及び抵抗１１よりなる定電流原の電流を制御することに
ある。

【００９９】発振レベルが変化すると、ダイオード２１
とコンデンサ２２によって充電、保持される直流電圧が
変化する。この直流電圧の変化は緩衝増幅器２３を介し
て第三のトランジスタ１０のベース電圧を変化させるの
で、第三のトランジスタ１０のエミッタ電流も（３）式
のＶ_CONTを緩衝増幅器２３の出力電圧Ｖ_Dに置換した式
に準じて変化する。

【０１００】第三のトランジスタ１０のエミッタ電流の
大半は第一のトランジスタ１にバイアス電流として供給
されるので、第三のトランジスタ１０のエミッタ電流の
変化によって第一のトランジスタ１のバイアス電流も変
化する。

【０１０１】従って、第一のトランジスタ１の増幅度が
変化するので、既に説明した如く、新たな発振条件で発
振が継続されるようになり、発振レベルの変動が抑圧さ
れる。

【０１０２】つまり、発振周波数の制御に伴い発振レベ
ルが変動するという問題や、発振レベルの変動を抑圧す
るために自動レベル制御機能付増幅器が必要になるとい
う問題及び発振レベルの変動により直流設計が困難にな
るという問題が全て解決される。

【０１０３】尚、図９の構成の制御電圧依存性は、図２
の構成のそれと同じであるので、詳細なデータの図示は
省略する。

【０１０４】又、図９の説明の冒頭に記載した如く、こ
の構成はハートレー型発振器を基本にした電圧制御発振
器であるが、図３の構成即ちコルピッツ型発振器を基本
にしても同様な電圧制御発振器を得ることができる。

【０１０５】しかし、図２の構成と図４の構成の関係を
考慮して図９の構成をコルピッツ型に変形することは当
業者には容易なことであるから、本発明の第二の原理を
適用したコルピッツ型の電圧制御発振器の構成を図示す
ることは省略する。

【０１０６】図１０は、図９の構成の電圧制御発振器を
一般化した構成である。

【０１０７】図１０において、６１は増幅器、６２、６
３及び６４はリアクタンス素子、６５ａは制御電圧生成
回路、６６は発振レベルモニタ回路である。

【０１０８】ここでも、図５、図６及び図７の構成に関
する考察と同様な考察を行なって、それらを総合すれ
ば、図９の構成の電圧制御発振器は、増幅回路と、該増
幅回路の入力端子と共通端子との間及び出力端子と共通
端子との間に接続される同一のリアクティブ性のリアク
タンス素子と、該増幅回路の入力端子と出力端子との間
に接続される、上記リアクタンス素子とは異なるリアク
ティブ性のリアクタンス素子と、該アクタンス素子のリ
アクタンスを制御する制御電圧生成回路、発振レベルの
変化を検出して発振レベルの変化に対応する直流を生成
する発振レベルモニタ回路とを備える電圧制御発振器で
あるといえる。

【０１０９】しかも、トランジスタ１段で構成される増
幅回路が反転増幅回路であることを考慮すると、図１０
の増幅回路６１も反転増幅回路である。

【０１１０】さて、図２及び図４の構成では制御電圧Ｖ
_CONTを分圧して第三のトランジスタに供給する構成を示
しているが、これは一例であって必ずしも分圧して供給
しなければならないとは限らない。即ち、Ｖ_CONTの大き
さと特に抵抗１１の抵抗値の関係によってはＶ_CONTを適
宜増幅して第三のトランジスタ１０のベースに供給する
必要性が生ずることもありうる。

【０１１１】これは、図９の構成についても同様で、コ
ンデンサ２２の端子電圧を緩衝増幅器２３によって適宜
増幅するだけでなく、コンデンサ２２の端子電圧を緩衝
回路を介した上で、抵抗分割して第三のトランジスタ１
０のベースに供給することもありうる。

【０１１２】

【発明の効果】以上詳述した如く、本発明の第一の原理
によれば、増幅回路の増幅度を強制的に変化させること
によって発振レベルを強制的に変化させることができ
る。そして、この発振レベルの変化が帰還回路を構成す
る素子の特性を変化させるので、単に帰還回路の選択周
波数を制御する場合とは異なる発振条件で発振が行なわ
れるようになり、発振レベルの変動が抑圧される。

【０１１３】又、本発明の第二の原理によれば、電圧制
御の発振器発振レベルのモニタ電圧によって増幅回路の
増幅度を変化させるので、発振レベルを強制的に変化さ
せることができる。そして、この発振レベルの変化が帰
還回路を構成する素子の特性を変化させるので、単に帰
還回路の選択周波数を制御する場合とは異なる発振条件
で発振が行なわれるようになり、発振レベルの変動が抑
圧される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の原理。

【図２】本発明の第一の実施の形態。

【図３】図２の構成の制御電圧依存性。

【図４】本発明の第二の実施の形態。

【図５】図１の構成の等価回路。

【図６】図４の構成の等価回路。

【図７】図２と図４の構成の電圧制御発振器を一般化
した構成。

【図８】本発明の第二の原理。

【図９】本発明の第三の実施の形態。

【図１０】図９の構成の電圧制御発振器を一般化した
構成。

【図１１】従来の電圧制御発振器の原理。

【図１２】ハートレー型発振器を用いた従来の電圧制
御発振器。

【図１３】図１２の構成の制御電圧依存性。

【符号の説明】

１第一のトランジスタ２第二のトランジスタ３抵抗４第一のインダクタ５第二のインダクタ６第一の可変容量ダイオード７直流遮断コンデンサ８直流遮断コンデンサ９直流遮断コンデンサ１０第三のトランジスタ１１抵抗１２抵抗１３抵抗１４第三のインダクタ１５第二の可変容量ダイオード１６第三の可変容量ダイオード１７直流遮断コンデンサ１８直流遮断コンデンサ１９直流遮断コンデンサ２０チョーク・コイル２１ダイオード２２コンデンサ２３緩衝増幅器５１トランジスタ５２インダクタ５３インダクタ５４コンデンサ５５制御電圧生成回路５６コンデンサ５７コンデンサ５８インダクタ６１増幅回路６２リアクタンス素子６３リアクタンス素子６４リアクタンス素子６５制御電圧生成回路６５ａ制御電圧生成回路６６発振レベルモニタ回路１０１増幅回路１０２帰還回路１０３制御電圧生成回路１０３ａ制御電圧生成回路１０４発振レベルモニタ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者山下勝也神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番１号富士通株式会社内Ｆターム(参考） 5J081 AA03 AA04 BB01 CC10 CC22 CC23 DD03 DD26 EE02 EE03 EE18 FF17 FF21 FF23 GG01 KK02 KK03 KK09 KK13 KK22 LL05 MM01 MM03

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】増幅回路と、該増幅回路の出力を帰還する、誘導性のリアクタンス素
子と容量性のリアクタンス素子よりなる帰還回路と、該帰還回路の選択周波数を制御すると共に、該増幅回路
の増幅度を制御する制御電圧生成回路とを備えることを
特徴とする電圧制御発振器。
【請求項２】増幅回路と、該増幅回路の出力を帰還する、誘導性のリアクタンス素
子と容量性のリアクタンス素子よりなる帰還回路と、該帰還回路の選択周波数を制御する制御電圧生成回路と
発振出力レベルの変化をモニタして、該変化に対応する
直流電圧を生成する発振レベルモニタ回路とを備えるこ
とを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項３】請求項１又は請求項２のいずれかに記載
の電圧制御発振器であって、上記増幅回路の入力端子と共通端子との間、及び該増幅
回路の出力端子と共通端子との間に同一のリアクティブ
性のリアクタンス素子が接続され、該増幅回路の入力端子と出力端子との間に上記のリアク
タンス素子とはリアクティブ性が異なるリアクタンス素
子が接続されることを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項４】請求項３に記載の電圧制御発振器であっ
て、上記増幅回路は単一のトランジスタで構成されており、該トランジスタのベース・エミッタ間、及び該トランジ
スタのコレクタ・エミッタ間に同一のリアクティブ性の
リアクタンス素子が接続され、該トランジスタのベース・コレクタ間に上記リアクタン
ス素子とは異なるリアクティブ性のリアクタンス素子が
接続されることを特徴とする電圧制御発振器。