JPH1197928A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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- JPH1197928A JPH1197928A JP27194897A JP27194897A JPH1197928A JP H1197928 A JPH1197928 A JP H1197928A JP 27194897 A JP27194897 A JP 27194897A JP 27194897 A JP27194897 A JP 27194897A JP H1197928 A JPH1197928 A JP H1197928A
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 可変周波数範囲を拡大すること、位相雑音を
低減すること。 【解決手段】 電圧源２６とトランジスタ３０，３１の
コレクタとの間にインダクタ２０，２１を接続し、トラ
ンジスタ３０のコレクタと電圧源２８との間に可変容量
ダイオード２４とインダクタ２２を直列接続し、トラン
ジスタ３１のコレクタと電圧源２８との間に可変容量ダ
イオード２５とインダクタ２３を直列接続し、トランジ
スタ３０，３１の共通接続されたエミッタに電流源３２
を接続し、ダイオード２４，２５とインダクタ２１，２
２，２３，２４で共振回路を形成し、そのダイオード２
４，２５の容量値で発振周波数を制御する。
低減すること。 【解決手段】 電圧源２６とトランジスタ３０，３１の
コレクタとの間にインダクタ２０，２１を接続し、トラ
ンジスタ３０のコレクタと電圧源２８との間に可変容量
ダイオード２４とインダクタ２２を直列接続し、トラン
ジスタ３１のコレクタと電圧源２８との間に可変容量ダ
イオード２５とインダクタ２３を直列接続し、トランジ
スタ３０，３１の共通接続されたエミッタに電流源３２
を接続し、ダイオード２４，２５とインダクタ２１，２
２，２３，２４で共振回路を形成し、そのダイオード２
４，２５の容量値で発振周波数を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、低位相雑音性能を
実現することが可能な電圧制御発振器に関するものであ
る。
実現することが可能な電圧制御発振器に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】複数のインダクタと容量を直列接続した
共振回路を用いて、等価的な発振振幅を大きくする従来
の電圧制御発振器の構成を図４に示す。１，２は可変容
量ダイオード、３，４は交流結合用固定容量、５，６は
インダクタ、７〜１０はダイオード１，２の直流バイア
ス用抵抗、１１はダイオード１，２の逆バイアス接合容
量値を制御するための制御電圧源、１２，１３はクロス
カップルされた負性抵抗発生用のＭＯＳトランジスタ、
１４，１５は電流源、１６は電圧源、１７，１８は出力
端子である。
共振回路を用いて、等価的な発振振幅を大きくする従来
の電圧制御発振器の構成を図４に示す。１，２は可変容
量ダイオード、３，４は交流結合用固定容量、５，６は
インダクタ、７〜１０はダイオード１，２の直流バイア
ス用抵抗、１１はダイオード１，２の逆バイアス接合容
量値を制御するための制御電圧源、１２，１３はクロス
カップルされた負性抵抗発生用のＭＯＳトランジスタ、
１４，１５は電流源、１６は電圧源、１７，１８は出力
端子である。
【０００３】図４においては、ダイオード１，２の逆バ
イアス接合容量、固定容量３，４、インダクタ５，６で
共振回路を構成し、ダイオード１，２の容量値を電圧源
１１で調整することにより、発振周波数の制御を行う。
トランジスタ１２，１３は負性抵抗を発生して、共振回
路の寄生直列抵抗をキャンセルし、発振条件を満足させ
るためのものである
イアス接合容量、固定容量３，４、インダクタ５，６で
共振回路を構成し、ダイオード１，２の容量値を電圧源
１１で調整することにより、発振周波数の制御を行う。
トランジスタ１２，１３は負性抵抗を発生して、共振回
路の寄生直列抵抗をキャンセルし、発振条件を満足させ
るためのものである
【０００４】図４の共振回路の等価回路は、図５に示す
ように、２つのインダクタ５，６と２つの容量４０，４
１で表現できる。容量４０は図４の固定容量３とダイオ
ード１の逆バイアス接合容量との直列接続容量、同様に
容量４１は固定容量４とダイオード２の逆バイアス接合
容量との直列接続容量である。
ように、２つのインダクタ５，６と２つの容量４０，４
１で表現できる。容量４０は図４の固定容量３とダイオ
ード１の逆バイアス接合容量との直列接続容量、同様に
容量４１は固定容量４とダイオード２の逆バイアス接合
容量との直列接続容量である。
【０００５】発振時に流れる電流をｉ、インダクタ５，
６の値を各々Ｌ、容量４０，４１の値を各々Ｃとする
と、発振周波数ｆoは、 ｆo＝１／［２π（Ｌ・Ｃ）1/2］ ・・・（１） となる。
６の値を各々Ｌ、容量４０，４１の値を各々Ｃとする
と、発振周波数ｆoは、 ｆo＝１／［２π（Ｌ・Ｃ）1/2］ ・・・（１） となる。
【０００６】この場合の共振回路内の電圧降下の様子
を、図６に示す。発振時に出力振幅Ａ１は、インダクタ
あるいは容量１つ当りの電圧降下に等しく、 Ａ１＝２π・ｆo・Ｌ・ｉ＝ｉ／（２π・ｆo・Ｃ） ・・・（２） となる。ここで、インダクタ５，６を直列接続すると、
その値は２Ｌに、容量４０，４１を直列接続するとその
値はＣ／２になり、共振回路に同じ発振電流ｉが流れる
とすると、発振周波数は前記式（１）で表されるもの同
じで、等価出力振幅Ａ２は、 Ａ２＝４π・ｆo・Ｌ・ｉ＝ｉ／（π・ｆo・Ｃ） ・・・（３） となる。
を、図６に示す。発振時に出力振幅Ａ１は、インダクタ
あるいは容量１つ当りの電圧降下に等しく、 Ａ１＝２π・ｆo・Ｌ・ｉ＝ｉ／（２π・ｆo・Ｃ） ・・・（２） となる。ここで、インダクタ５，６を直列接続すると、
その値は２Ｌに、容量４０，４１を直列接続するとその
値はＣ／２になり、共振回路に同じ発振電流ｉが流れる
とすると、発振周波数は前記式（１）で表されるもの同
じで、等価出力振幅Ａ２は、 Ａ２＝４π・ｆo・Ｌ・ｉ＝ｉ／（π・ｆo・Ｃ） ・・・（３） となる。
【０００７】すなわち、図４に示した電圧制御発振器の
等価出力振幅Ａ２は、実際の出力振幅Ａ１の２倍とな
る。このタイプの発振器の位相雑音は、次式で与えられ
るように、発振振幅（つまり、等価出力振幅）の２乗に
反比例するため、位相雑音を６ｄＢ改善できる。Ｋは比
例定数である。 位相雑音＝Ｋ／（発振振幅）2 ・・・（４）
等価出力振幅Ａ２は、実際の出力振幅Ａ１の２倍とな
る。このタイプの発振器の位相雑音は、次式で与えられ
るように、発振振幅（つまり、等価出力振幅）の２乗に
反比例するため、位相雑音を６ｄＢ改善できる。Ｋは比
例定数である。 位相雑音＝Ｋ／（発振振幅）2 ・・・（４）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成方法の場合、図４からわかるように、可変容量ダイオ
ード１，２を逆バイアスするための抵抗７〜１０と交流
結合用容量３，４が必要となり、ダイオード１，２の逆
バイアス接合容量と固定容量３，４がそれぞれ直列接続
となるため、たとえば各々の容量値が等しい場合、可変
容量ダイオード１，２のみの場合と比較して、周波数可
変範囲が２．５分の１と狭くなってしまうという問題が
ある。
成方法の場合、図４からわかるように、可変容量ダイオ
ード１，２を逆バイアスするための抵抗７〜１０と交流
結合用容量３，４が必要となり、ダイオード１，２の逆
バイアス接合容量と固定容量３，４がそれぞれ直列接続
となるため、たとえば各々の容量値が等しい場合、可変
容量ダイオード１，２のみの場合と比較して、周波数可
変範囲が２．５分の１と狭くなってしまうという問題が
ある。
【０００９】すなわち、周波数可変範囲は式（１）から
明らかなように、容量値の変化量に比例するので、図４
において固定容量３，４が無く、ダイオード１，２の容
量値をＣ、その最大変化量を０．５Ｃとすると、変化率
は５０％となる。これに対して、図４のように固定容量
３，４が接続されていて、その値をＣとすると、ダイオ
ード１，２の容量の最大変化量が０．５Ｃであっても、
固定容量とダイオード容量の直列容量の変化率は２０％
となる。したがって、可変容量のみの場合と比較して、
周波数可変範囲が２．５分の１になる。
明らかなように、容量値の変化量に比例するので、図４
において固定容量３，４が無く、ダイオード１，２の容
量値をＣ、その最大変化量を０．５Ｃとすると、変化率
は５０％となる。これに対して、図４のように固定容量
３，４が接続されていて、その値をＣとすると、ダイオ
ード１，２の容量の最大変化量が０．５Ｃであっても、
固定容量とダイオード容量の直列容量の変化率は２０％
となる。したがって、可変容量のみの場合と比較して、
周波数可変範囲が２．５分の１になる。
【００１０】また、複数の容量を直列接続する関係か
ら、同一容量値を実現するための素子サイズが大きくな
るため、集積回路上に構成した場合、それに伴うレイア
ウトパターンの寄生容量に伴う特性劣化という２次的な
問題も発生する。さらに、ダイオード１，２用のバイア
ス抵抗７〜１０および電流源１４，１５も雑音源とし
て、電圧制御発振器の位相雑音の劣化を招くという問題
があった。
ら、同一容量値を実現するための素子サイズが大きくな
るため、集積回路上に構成した場合、それに伴うレイア
ウトパターンの寄生容量に伴う特性劣化という２次的な
問題も発生する。さらに、ダイオード１，２用のバイア
ス抵抗７〜１０および電流源１４，１５も雑音源とし
て、電圧制御発振器の位相雑音の劣化を招くという問題
があった。
【００１１】本発明は以上のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、等価出力振幅を実際の出力振
幅よりも大きくできるタイプの電圧制御発振器におい
て、共振回路の構成法を簡略化することにより、周波数
可変範囲の増大、集積回路として構成した場合の素子数
低減に伴うパターンレイアウト寄生容量の低減、雑音源
の低減を図り、低位相雑音化を図ることである。
ものであり、その目的は、等価出力振幅を実際の出力振
幅よりも大きくできるタイプの電圧制御発振器におい
て、共振回路の構成法を簡略化することにより、周波数
可変範囲の増大、集積回路として構成した場合の素子数
低減に伴うパターンレイアウト寄生容量の低減、雑音源
の低減を図り、低位相雑音化を図ることである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の第１の発明は、複数の可変容量素子と、複数のインダ
クタと、クロスカップルされたペアトランジスタによる
正帰還回路と、該ペアトランジスタのコレクタ又はドレ
イン端子に所定バイアスを与える第１の電圧源と、前記
可変容量素子へ容量変化を起こすための可変電圧バイア
スを与える第２の電圧源とを有し、前記複数の可変容量
素子と前記複数のインダクタとで共振回路を形成し、前
記複数の可変容量素子の容量値で発振周波数を制御する
電圧制御発振器において、前記第１の電圧源と前記正帰
還回路中の各トランジスタのコレクタ又はドレイン端子
との間に前記複数のインダクタのうちの一部のインダク
タを接続し、前記正帰還中の各トランジスタのコレクタ
又はドレイン端子と前記第２の電圧源との間に前記可変
容量素子と前記複数のインダクタのうちの残りのインダ
クタを直列接続し、前記正帰還回路中の各トランジスタ
の共通接続されたエミッタ又はソース端子に電流源を接
続して構成した。第２の発明は、第１の発明において、
前記可変容量素子は逆バイアスされたダイオードであ
り、かつ該ダイオードのカソード端子が前記第２の電圧
源に接続されているよう構成した。
の第１の発明は、複数の可変容量素子と、複数のインダ
クタと、クロスカップルされたペアトランジスタによる
正帰還回路と、該ペアトランジスタのコレクタ又はドレ
イン端子に所定バイアスを与える第１の電圧源と、前記
可変容量素子へ容量変化を起こすための可変電圧バイア
スを与える第２の電圧源とを有し、前記複数の可変容量
素子と前記複数のインダクタとで共振回路を形成し、前
記複数の可変容量素子の容量値で発振周波数を制御する
電圧制御発振器において、前記第１の電圧源と前記正帰
還回路中の各トランジスタのコレクタ又はドレイン端子
との間に前記複数のインダクタのうちの一部のインダク
タを接続し、前記正帰還中の各トランジスタのコレクタ
又はドレイン端子と前記第２の電圧源との間に前記可変
容量素子と前記複数のインダクタのうちの残りのインダ
クタを直列接続し、前記正帰還回路中の各トランジスタ
の共通接続されたエミッタ又はソース端子に電流源を接
続して構成した。第２の発明は、第１の発明において、
前記可変容量素子は逆バイアスされたダイオードであ
り、かつ該ダイオードのカソード端子が前記第２の電圧
源に接続されているよう構成した。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は本発明の１つの実施の形態
の電圧制御発振器を示す図である。共振回路は、インダ
クタ２０〜２３，可変容量ダイオード２４，２５で構成
され、その可変容量ダイオード２４，２５の容量値は電
圧源２８で制御される。クロスカップルされたトランジ
スタ３０，３１は共振回路の寄生抵抗をキャンセルして
発振条件を満足させるための負性抵抗を発生する。
の電圧制御発振器を示す図である。共振回路は、インダ
クタ２０〜２３，可変容量ダイオード２４，２５で構成
され、その可変容量ダイオード２４，２５の容量値は電
圧源２８で制御される。クロスカップルされたトランジ
スタ３０，３１は共振回路の寄生抵抗をキャンセルして
発振条件を満足させるための負性抵抗を発生する。
【００１４】なお、図１において、トランジスタ３０，
３１はバイポーラトランジスタとなっているが、他のデ
バイス、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ等
にしても良い。この場合、エミッタ、ベース、コレクタ
の端子は、それぞれソース、ゲート、ドレインの端子と
なる。
３１はバイポーラトランジスタとなっているが、他のデ
バイス、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ等
にしても良い。この場合、エミッタ、ベース、コレクタ
の端子は、それぞれソース、ゲート、ドレインの端子と
なる。
【００１５】この図１に示した電圧制御発振器の回路
は、以下のような考えに基づくものである。図４に示し
た従来の回路では、ＭＯＳトランジスタ１２，１３のド
レイン側に２個の電流源１４，１５を用いて回路をバイ
アスしているが、図１のようにこの電流源をエミッタ側
（ＭＯＳトランジスタのときはソース側）に持ってくる
ことによって、差動増幅器のように電流源の数を１個減
らすことができ、雑音源を削減することができる。
は、以下のような考えに基づくものである。図４に示し
た従来の回路では、ＭＯＳトランジスタ１２，１３のド
レイン側に２個の電流源１４，１５を用いて回路をバイ
アスしているが、図１のようにこの電流源をエミッタ側
（ＭＯＳトランジスタのときはソース側）に持ってくる
ことによって、差動増幅器のように電流源の数を１個減
らすことができ、雑音源を削減することができる。
【００１６】そして、削除した２つの電流源１４，１５
のところに、図４におけるインダクタ６を２分割しても
ってくることにより、図１におけるインダクタ２０，２
１のように、トランジスタ３０，３１をバイアスするこ
とができる。このように、トランジスタ３０，３１のコ
レクタをインダクタ２０，２１を介して直流電源２９に
接続することにより、これらのインダクタ２０，２１を
介してダイオード２４，２５をバイアスすることが可能
になり、図４に示した交流結合用固定容量３，４とバイ
アス抵抗７〜１０が不要となり、図１に示したような構
成となる（ダイオードとインダクタの順番を入れ替えて
いる）。
のところに、図４におけるインダクタ６を２分割しても
ってくることにより、図１におけるインダクタ２０，２
１のように、トランジスタ３０，３１をバイアスするこ
とができる。このように、トランジスタ３０，３１のコ
レクタをインダクタ２０，２１を介して直流電源２９に
接続することにより、これらのインダクタ２０，２１を
介してダイオード２４，２５をバイアスすることが可能
になり、図４に示した交流結合用固定容量３，４とバイ
アス抵抗７〜１０が不要となり、図１に示したような構
成となる（ダイオードとインダクタの順番を入れ替えて
いる）。
【００１７】図１の共振回路の等価回路は、図２に示す
ように、３つのインダクタ２２，２３，４４と、２つの
容量４２，４３で表現することができる。ここで、イン
ダクタ４４は図１のインダクタ２０，２１を直列接続し
たものであり、４２，４３は図１のダイオード２４，２
５の逆バイアス接合容量である。
ように、３つのインダクタ２２，２３，４４と、２つの
容量４２，４３で表現することができる。ここで、イン
ダクタ４４は図１のインダクタ２０，２１を直列接続し
たものであり、４２，４３は図１のダイオード２４，２
５の逆バイアス接合容量である。
【００１８】インダクタ４４の値をＬ、インダクタ２
２，２３の値をそれぞれＬ／２、容量４２，４３の値を
それぞれＣとすると、合計容量値はＣ／２、合計インダ
クタンスは２Ｌとなるので、発振周波数ｆoは、 ｆo＝１／［２π（Ｌ・Ｃ）1/2］ ・・・（５） となり、前記式（１）で表したものと同じとなる。
２，２３の値をそれぞれＬ／２、容量４２，４３の値を
それぞれＣとすると、合計容量値はＣ／２、合計インダ
クタンスは２Ｌとなるので、発振周波数ｆoは、 ｆo＝１／［２π（Ｌ・Ｃ）1/2］ ・・・（５） となり、前記式（１）で表したものと同じとなる。
【００１９】また、この場合の共振回路内の電圧降下の
様子を図３に示す。この共振回路に従来例で説明したの
と同じ共振電流ｉが流れるとすると、図３からわかるよ
うに、出力端子３３，３４間に得られる出力振幅Ａ１は
インダクタ４４の電圧降下に等しく、従来例の場合の式
（２）と同様に、 Ａ１＝２π・ｆo・Ｌ・ｉ＝ｉ／（２π・ｆo・Ｃ） ・・・（６） となる。
様子を図３に示す。この共振回路に従来例で説明したの
と同じ共振電流ｉが流れるとすると、図３からわかるよ
うに、出力端子３３，３４間に得られる出力振幅Ａ１は
インダクタ４４の電圧降下に等しく、従来例の場合の式
（２）と同様に、 Ａ１＝２π・ｆo・Ｌ・ｉ＝ｉ／（２π・ｆo・Ｃ） ・・・（６） となる。
【００２０】さらに、前述したように、インダクタ２
２，２３，４４を直列接続するとその値は２Ｌ、また容
量４２，４３を直列接続するとその値はＣ／２であるの
で、同じ発振周波数で等価出力振幅Ａ２は Ａ２＝４π・ｆo・Ｌ・ｉ＝ｉ／（π・ｆo・Ｃ） ・・・（７） となる。したがって、図４で示した従来回路での式
（３）と同様に、等価出力振幅は実際の出力振幅の２倍
となり、位相雑音を６ｄＢ改善できる。
２，２３，４４を直列接続するとその値は２Ｌ、また容
量４２，４３を直列接続するとその値はＣ／２であるの
で、同じ発振周波数で等価出力振幅Ａ２は Ａ２＝４π・ｆo・Ｌ・ｉ＝ｉ／（π・ｆo・Ｃ） ・・・（７） となる。したがって、図４で示した従来回路での式
（３）と同様に、等価出力振幅は実際の出力振幅の２倍
となり、位相雑音を６ｄＢ改善できる。
【００２１】ここで、図３を図６と比較すると、図３で
は内部振幅が図６に比べて２倍になっているように見え
るが、それぞれの容量に加わる電圧は図６の場合と同じ
で、ノード３３，３４間、すなわち出力端子間に加わる
電圧も図６の場合と同一である。すなわち、アクティブ
素子に加わる電圧が同じなので、デバイスの耐圧に関し
ても同一条件である。
は内部振幅が図６に比べて２倍になっているように見え
るが、それぞれの容量に加わる電圧は図６の場合と同じ
で、ノード３３，３４間、すなわち出力端子間に加わる
電圧も図６の場合と同一である。すなわち、アクティブ
素子に加わる電圧が同じなので、デバイスの耐圧に関し
ても同一条件である。
【００２２】ところで、ダイオード２４，２５を直接直
流電圧源２８に接続しているのは、この回路を集積回路
上に構成したとき、通常カソードに付随する大きな寄生
容量を交流接地するためである。図１のインダクタ２
２，２３とダイオード２４，２５をそれぞれ入れ替えて
も良いが、この場合、ダイオード２４，２５のカソード
が交流接地にならないので、前記寄生容量が生じ不利で
ある。図３はノード３５が交流接地になることから、横
軸はＡＣ電圧ゼロを意味する。図６では縦軸は相対目盛
である。図４に示した従来回路では、可変容量ダイオー
ド１，２のバイアスは電圧源１１で決まるが、図１に示
した本発明の可変容量ダイオード２４，２５では、電圧
源２９と２８の電圧差で決まる。
流電圧源２８に接続しているのは、この回路を集積回路
上に構成したとき、通常カソードに付随する大きな寄生
容量を交流接地するためである。図１のインダクタ２
２，２３とダイオード２４，２５をそれぞれ入れ替えて
も良いが、この場合、ダイオード２４，２５のカソード
が交流接地にならないので、前記寄生容量が生じ不利で
ある。図３はノード３５が交流接地になることから、横
軸はＡＣ電圧ゼロを意味する。図６では縦軸は相対目盛
である。図４に示した従来回路では、可変容量ダイオー
ド１，２のバイアスは電圧源１１で決まるが、図１に示
した本発明の可変容量ダイオード２４，２５では、電圧
源２９と２８の電圧差で決まる。
【００２３】以上のように、本発明を適用することによ
り、発振周波数制御用の可変容量ダイオードの直流バイ
アス抵抗および交流結合用固定容量が不要となるため、
発振周波数を決める容量が逆バイアス容量のみとなり、
従来回路に比べて発振周波数範囲を約２．５倍拡大する
ことができる。また、発振器を構成する素子数を低減で
きるので、すなわちパターンレイアウトを簡略化できる
ためそれに付随する寄生容量を低減できるので、これら
による周波数可変範囲の低減および特性劣化を防ぐこと
ができる。さらに、図４における電流源１４，１５が不
要となるので、ダイオードバイアス用抵抗７〜１０と併
せて雑音発生源が少なくなり、それだけ電圧制御発振器
の位相雑音を低減できる。
り、発振周波数制御用の可変容量ダイオードの直流バイ
アス抵抗および交流結合用固定容量が不要となるため、
発振周波数を決める容量が逆バイアス容量のみとなり、
従来回路に比べて発振周波数範囲を約２．５倍拡大する
ことができる。また、発振器を構成する素子数を低減で
きるので、すなわちパターンレイアウトを簡略化できる
ためそれに付随する寄生容量を低減できるので、これら
による周波数可変範囲の低減および特性劣化を防ぐこと
ができる。さらに、図４における電流源１４，１５が不
要となるので、ダイオードバイアス用抵抗７〜１０と併
せて雑音発生源が少なくなり、それだけ電圧制御発振器
の位相雑音を低減できる。
【００２４】
【発明の効果】以上から本発明によれば、電圧制御発振
器の共振回路を構成する可変容量ダイオードの直流バイ
アス抵抗、交流結合用固定容量を削除でき、また直流バ
イアス用の電流源も削除できるため、周波数可変範囲を
拡大できると共に、位相雑音を低減できるという利点が
ある。
器の共振回路を構成する可変容量ダイオードの直流バイ
アス抵抗、交流結合用固定容量を削除でき、また直流バ
イアス用の電流源も削除できるため、周波数可変範囲を
拡大できると共に、位相雑音を低減できるという利点が
ある。
【図１】 本発明の１つの実施の形態の電圧制御発振器
の回路図である。
の回路図である。
【図２】 図１の共振回路の等価回路図である。
【図３】 図２の共振回路内の電圧降下の様子を示す図
である。
である。
【図４】 従来の電圧制御発振器の回路図である。
【図５】 図４の共振回路の等価回路図である。
【図６】 図５の共振回路内の電圧降下の様子を示す図
である。
である。
１７，１８，３３，３４・・・出力端子 １，２，２４，２５・・・可変容量ダイオード ３，４，４０，４１，４２，４３・・・容量 ５，６，２０，２１，２２，２３，４４・・・インダク
タ ７，８，９，１０・・・抵抗 １２，１３・・・ＭＯＳトランジスタ ３０，３１・・・バイポーラトランジスタ １４，１５，３２・・・電流源 １１，１６，２８，２９・・・電圧源
タ ７，８，９，１０・・・抵抗 １２，１３・・・ＭＯＳトランジスタ ３０，３１・・・バイポーラトランジスタ １４，１５，３２・・・電流源 １１，１６，２８，２９・・・電圧源
Claims (2)
- 【請求項１】複数の可変容量素子と、複数のインダクタ
と、クロスカップルされたペアトランジスタによる正帰
還回路と、該ペアトランジスタのコレクタ又はドレイン
端子に所定バイアスを与える第１の電圧源と、前記可変
容量素子へ容量変化を起こすための可変電圧バイアスを
与える第２の電圧源とを有し、前記複数の可変容量素子
と前記複数のインダクタとで共振回路を形成し、前記複
数の可変容量素子の容量値で発振周波数を制御する電圧
制御発振器において、 前記第１の電圧源と前記正帰還回路中の各トランジスタ
のコレクタ又はドレイン端子との間に前記複数のインダ
クタのうちの一部のインダクタを接続し、 前記正帰還中の各トランジスタのコレクタ又はドレイン
端子と前記第２の電圧源との間に前記可変容量素子と前
記複数のインダクタのうちの残りのインダクタを直列接
続し、 前記正帰還回路中の各トランジスタの共通接続されたエ
ミッタ又はソース端子に電流源を接続した、ことを特徴
とする電圧制御発振器。 - 【請求項２】前記可変容量素子は逆バイアスされたダイ
オードであり、かつ該ダイオードのカソード端子が前記
第２の電圧源に接続されていることを特徴とする請求項
１に記載の電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27194897A JPH1197928A (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27194897A JPH1197928A (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | 電圧制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1197928A true JPH1197928A (ja) | 1999-04-09 |
Family
ID=17507060
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27194897A Withdrawn JPH1197928A (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1197928A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6545557B2 (en) | 2000-06-30 | 2003-04-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | FM signal oscillator circuit and modulation level control method |
| WO2003030350A1 (fr) * | 2001-09-27 | 2003-04-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillateur, circuit d'emission et appareil de radio |
| WO2003056697A1 (fr) * | 2001-12-25 | 2003-07-10 | Ntt Electronics Corporation | Oscillateur |
| JP2012074920A (ja) * | 2010-09-29 | 2012-04-12 | Handotai Rikougaku Kenkyu Center:Kk | クロスカップルｍｏｓトランジスタ回路及び半導体集積回路装置 |
-
1997
- 1997-09-19 JP JP27194897A patent/JPH1197928A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6545557B2 (en) | 2000-06-30 | 2003-04-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | FM signal oscillator circuit and modulation level control method |
| WO2003030350A1 (fr) * | 2001-09-27 | 2003-04-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillateur, circuit d'emission et appareil de radio |
| WO2003056697A1 (fr) * | 2001-12-25 | 2003-07-10 | Ntt Electronics Corporation | Oscillateur |
| JP2012074920A (ja) * | 2010-09-29 | 2012-04-12 | Handotai Rikougaku Kenkyu Center:Kk | クロスカップルｍｏｓトランジスタ回路及び半導体集積回路装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20041207 |