JPS62111506A - ミクサ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、受信信号波と局部発振波（局発）を加えられ
、その周波数差を中間周波信号として出力するミクサを
用いたミクサ回路の改良に関するものである。

〔発明の背景〕

一般にミクサにおいては、受信信号の入力レベルが高い
と、受信信号周波数と局発周波数との間の所望の中間周
波信号のほかに、不要な高周波（歪波）成分や、側波帯
としてのイメージ信号などが出力されるので、これら不
要波の抑圧が問題となる。

とりわけ、近年、ミクサを用いるチューナ、コンバータ
などの小形ＩＣ化が進むなかで、低歪ミクサおよびイメ
ージ抑圧ミクサの開発が重要な課題となってきている。

ミクサ回路の代表的な従来例が特開昭６０−３２３４号
公報および特開昭５６−７５７０９号公報に記載されて
いる。

ミクサの低歪化としては、特開昭６０−３２３４号公報
でも述べられているように、バランスミクサを用いる方
法があるが、このバランスミクサは、偶数次の歪成分の
抑圧能力しかなく、奇数次の歪成分の抑圧をおこなうこ
とができない０また特開昭５６−７５７０９号公報では
、イメージ相殺形ミクサについての記載がなされている
が、このミクサ回路で用いている９０度移相器は、伝送
線路を用いたものであるため、広帯域な特性が得られな
いだけでなく、ＩＣ化に適さないという欠点があった。

このように、現在、低歪ミクサおよびイメージ抑圧ミク
サにおいて十分な特性が得られていないため、チューナ
、コンバータのＲＦ入力回路に多段の歪抑圧用およびイ
メージ押土用のフィルタが必要となり、小形化、ＩＣ化
の妨げになるという欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、簡単な構成で、歪成分およびイメージ
信号を完全に抑圧することのできるミクサ回路を提供す
ることにある。

〔発明の概要〕

本発明は、上記目的を達成するため、増幅器の歪低減法
として知られるフィードフォワード法を取り入れたフィ
ードフォワード増幅器の構成にミクサ回路に適用した。

つまり、ミクサ回路で周波数変換された信号から、歪成
分のみを取り出し、もとの信号に逆相加算することによ
り、歪成分を完全に抑圧した中間周波信号を得ようとす
るものである。また、このフィードフォワードミクサを
２個用いてイメージ信号抑圧ミクサ回路を構成し、超小
形化、ＩＣ化に適したチューナを得ることもできる。

〔発明の実施例〕

以下、本発明を図に示す実施例に従って詳細に説明する
。

第１図に本発明の実施例を示す。これは、端子１より入
力される高周波信号を２つの信号に分離し、一方ｆ　ミ
クサ３へ、他方を減衰器（抵抗）２全通してミクサ４へ
入力するものである。ミクサ３．４には、局部発振回路
５より局部発振信号が注入される。

ミクサ３には、高いレベルの高周波信号が入力されるた
め、出刃側には中間周波信号の他に桟々の歪成分が存在
する。一方、ミクサ４に入力される高周波信号は、減り
器（抵抗）２によって減衰された十分低いレベルの信号
であるため、ミクサ、↓の出力側には中間周波信号が存
在するだけで、池の歪成分はない。

ここで、ミクサ３の出力側の信号の一部を取り出し、こ
の歪成分を含む中間ｈｌ波信号を減り器６により、ミク
サ４の出力側の中間周波信号のレベルと同じレベルまで
減衰させて、差動増幅器７に上り逆相加算し、差動増幅
器７の出力側に、ミクサ３で発生した歪成分だけ全出力
する。

この歪成分は、差動増幅器７で、ミクサ３の出力側の歪
成分と同＼レベルまで増幅し、ミクサ３■出力側の信号
と差動増幅器８に８いて逆１目加算して、出力端子９よ
り歪成分を完全に抑圧した中間周波イ、１号を得る、。

ここで減衰器２の伝送利得ｉＡｌ、ミクサ３の変換利得
をＡ２、ミクサ４の変換利得をＡ３、減衰器６の伝送利
得を潟、差動増幅器７の増幅度をＡ５、差動増幅器８の
増幅度をＡ６とすると、Ａ、　＋Ａ３＝　Ａ２　＋Ａ４
　　　　　　　　　　°８３°°°（イ）Ａ４＋Ａ５＝
０　　　　　　　　　　　　　・・・・・・（ロ）の２
式が成り立つ必要がある。

また、差動増幅器７への入力レベルは十分小さいため歪
は発生しない。さらに、差動増幅器８で歪成分を発生さ
せないため、差動増幅器８は増幅度１の単なる逆相加算
器として使用し、Ａ６＝０とする。

第２図は本発明の他の実施例を示す回路図である。同図
に示す実施例は、逆相加算のための１８０度移相器とし
て、差動増幅器の代りに中間周波数の１／２波長の伝送
線路１０．１２？用いたものである。第１は増幅器であ
る。この回路を用いても、歪成分を完全に抑圧した中間
周波信号を端子９より得ることができる。

第３図に、本発明の応用例として第１シ１に示す歪抑圧
ミクサを用いたイメージ相殺ミクサ回路を示す。

第３図において、１２は第１の電圧制御発振器（以下、
第１のＶＣＯと略す）、１３は第２の電圧制御発振器（
以下、第２のｖＣＯと略す）、１４は位相検波器、１５
はループアンプ、１６はループフィルタ、１７は加算器
、１９は第１の全抑圧混合器（ミクサ回路）、１９は第
２の全抑圧混合器、第１は３ｄＢ９０°電力合成器、１
は入力端子、９は出力端子、１０．１０は低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）、２５は終端抵抗、２０は３ｄＢ電力分
配器、１８は選局電圧端子である。

ここで、イメージ信号相殺動作を説明する。選局電圧端
子１８に印加した選局電圧で発振信号周波数を制御され
た嬉ｌのＶＣＯ１２の発振信号を、第２のＶＣＯ１３、
位相検波器１４、ループアンプ１５、ループフィルタ１
６で形成した位相同期ループの位相検波器１４に入力す
る。

よく知られているように位相同期ループでは、定常の同
期状態では位相検波器１４０入力信号の位相と位相同期
ループ内の電圧制御発振器（第２のｖｃＯｔ３）の発振
信号の位相とは、はぼ９０゜の位相差が保たれており、
図中ａ点とｂ点には、周波数が等しく位相差が９０°の
２ω号が存在する。

また、本実施例では、選局電圧端子１８からの選局電圧
を第１のＶＣＯ１２へは直接に、嬉２のＶＣＯ１３へは
位相検波器１４の出力直流電圧に加算器１７で重畳して
同時に印加するため、第１のＶＣＯＩ２と第２のＶＣＯ
１３の発振周波数差が少なく第２のＶＣＯ１３における
位相同期への引込み周波数幅を広げることなく、広帯域
の入力信号に対しても同期状態を保つことが可能である
ため、全体として広帯域の９０°移相器を実現している
。

この９０”移相器の出力信号は９０”の位相差をもち、
ａ点、ｂ点を通して第１の全抑圧混合器１９と第２の全
抑圧混合器１９に入力する。入力端子１からは入力信号
を印加し、３ｄＢ電力分配器２０で等分し、＠１の全抑
圧混合器１９と第２の全抑圧混合器１９に入力する。こ
こでは、中間周波信号周波数が入力信号周波数より低く
なる場合について説明することとしているため、第１の
全抑圧混合器１９と第２の全抑圧混合器１９で混合され
た信号は低域通過フィルタ１０．１０を通して０点、ｄ
点に現れる。

以下、この位相関係を説明する。入力端子１から印加す
る入力信号ｅｉを ｅｉ”　Ｅ５　ｓｉｎωＳ−ｔ　　　　　　　　　　　
°０＋”＋４（１）とする。またｂ点を通り第１の全抑
圧混合器１９に入力する局部発振信号ｅｔｌを ｅｔ＊　＝　Ｅｚｃｏｓ　ｍｌ、ｔ　　　　　　　　　
　””（２）とし、ａ点を通り第２の混合器１９に入力
する局部発振信号ｅｔ２をｅ４１より９０°位相のずれ
たｅ１２　＝　Ｅｚ　ｓｉｎ　Ｑ）１０ｔ　　　　　　
　　　　−＝（３）とする。さらにイメージ信号ｅｘＭ
を入力信号と同相とし、 ６１Ｍ　””　ＥＩＭ　５ｉｌｌ　”ＩＭ　、ｌ　　　
　　　　　・・団・（４）とする。イメージ信号の周波
数関係は ０７Ｍ””２ωを一ω、　　　　　　　　　　・・・・
・・（５）である。

以下では位相関係に注目し上記（１）〜（４）式の位相
成分のみを用いる。また前述したように中間周波信号周
波数を入力信号周波数より低く設定するため、混合され
た周波数成分のうち和成分は除外する。

第１の全抑圧混合器１９では、入力信号に対し上記（１
）式と（２）式、イメージ信号に対し上記（４）式と（
２）式を混合し、和の周波数成分を除き、差の周波数成
分に着目すると次の式に示される周波数変換が行われる
。

ｓｉａ　ｍ、第１ｔＸｃｏｓ　ｍ、弓ｃ＝＞５ｉｎ（ω
を一ωｓ）　ｔ　　　−−−−−−（６）ｓｕ　ｔｍｘ
Ｍ’　ｔＸωｓ　ｔｍｔ−ｔ　ｃ＝＞ｓｉｎ　（ｍｌ−
ωＩＨ）　ｔ＝　−ｓｉｎ　（ωを一ωｓ）１　−−−
−−°（７）となる。また、第２の全抑圧混合器１９で
は、入力信号に対し上記（１）式と（３）式、イメージ
信号に対し上記（４）式と（３）式を混合し、３ｉ１　
ａｌ、＊　ｌ　ｘ３ｉ６　ａｌ、−ｔ　ｃ３ｃＯ３（ω
ｔ　ａｌ　、）　ｔ　　　””　””　（８１ｓｉｎω
　・ｔＸｓｉａω・ｔゆωｓ（ωｔａｌｔＭ）ｊ！Ｍ　
　　　　　　ｔ −ωＳ（ω２−ωｓ）ｔ　　　・・・・・・（９）とな
る。

図中Ｃ点、ｄ点に現れる中間周波信号とイメージ信号の
位相関係、すなわち上記（６）〜（９）式の位相関係を
第４図に示す。

第４図において、２１は０点での中間周波信号Ｉｆ１の
位相、２２は０点でのイメージ信号１ｍｌの位相、２３
はｄ点での中間周波信号１ｆｚの位相、２４はｄ点での
イメージ信号Ｉｍ２の位相である。

第４図に示した如き位相関係をもつ各信号が０点、ｄ点
を通り、３　ｄＢ　９０°電力合成器第１に入力する。

第５図に、３ｄＢ９０’電力合成器第１を第４図の位相
関係とあわせて示す。第５図で中間周波信号を実線の矢
印で、イメージ信号を破線で示す。

３　ｄＢ　９０°電力合成器第１はｃｙｆ点でｃ　−ｃ
間。

ｅ−ｆ間、ｆ−ｄ間、ｄ−ｃ間は９０°移相、Ｃ−ｆ間
、ｄ−ｃ間は１８０°移相となる。

０点から入力した信号は９０’移相しｅ点へ、１８０°
移相しｆ点へそれぞれ出力し、またｄ点から入力した信
号は９０°移相しｆ点へ、１８０°移和しｅ点へそれぞ
れ出力する。このため第５図に示すように、ｅ点では中
間周波信号（２１と２３）が出力し、またｆ点ではイメ
ージ信号（２２と２３）のみが出力する。したがって、
ｅ点を終端抵抗２５で終端し、ｆ点から中間周波信号を
取り出すことでイメージ信号を相殺できる。

以上の説明ではイメージ信号と入力信号が同相の場合で
あったが、イメージ信号の位相と入力信号の位相が任意
の位相差である場合にも、同様のイメージ相殺動作が行
われる。

以上説明したように、本実施例では局部発振回路を、位
相同期ループに第１のＶＣＯＩ　２’を付加し、位相同
期ループ内の第２のＶＣＯＩ３と選局電圧で連動させる
構成にしているため、広帯域に９０°移相した２信号を
供給でき、広帯域の入力信号に対しても上記のイメージ
信号相殺動作が可能という効果がある。

また、ミクサ回路には、嬉１図に示した歪抑圧用の混合
器（ミクサ回路）１９．１９を用いているため、歪成分
を完全に抑圧した中間周波信号を出力端子９より得るこ
とができる。

第６図に、菊３図で示した歪成分抑圧およびイメージ信
号抑圧用のミクサ回路をチューナ回路に応用した例を示
す。

これは、ＲＦの入力回路に）ＬＦ増幅器２６、減衰器２
９、差動ｔＯ！ｉ幅器２７．２８より成る歪抑圧用のフ
ィードフォワード増幅器を挿入したものである。

このチューナは、ミクサ回路に、歪抑圧およびイメージ
信号抑圧用のミクサ回路を用い、さらに几Ｆ増幅器には
フィードフォワード増幅器を用いているため、高周波信
号入力部に従来のチューナやコンバータの場合のように
、多段に同Ｆｐ４フィルタを構成する必要がなく、その
ため縮小形のチューナとなるという利点がある。

さらに、上述したように、一般にＬＣで構成するフィル
タが無いため、ＩＣ化に適した回路となっており、第６
図の破線で囲んだ部分は、ｌチップのＩＣとすることが
でき、チューナの縮小形化が可能である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、歪成分を含む中間周波信号より、歪成
分のみを取り出して、歪成分を含む中間周波信号と逆相
加算するフィードフォワード形のミクサ回路ｆ：構成し
たことにより、歪成分の完全な抑圧が可能となる。

また、本発明による上記の歪抑圧可能なミクサ回路を用
いて、ＰＬＬ発振回路を用いた９０度移相器とハイブリ
ッド回路より成るイメージ抑圧ミクサを構成することに
より、歪抑圧およびイメージ抑圧用のフィルタが不要と
なり、超小形化、ＩＣ化が可能なチューナが得られると
いう副次的な利点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明の他の実施例を示す回路図、第３図は本発明の応用例
としてのイメージ相殺ミクサ回路を示す回路図、笥４図
は禰３図の回路の０点、ｄ点における中間周波信号とイ
メージ信号との間の位相関係を示すベクトル図、第５図
は箒３図の要部における各信号の位相関係を示す説明図
、第６図は本発明の更に他の応用例としてのチューナ回
路を示す回路図、である。 符号の説明 １・・・・・・入力端子、２．６・・・・・・減衰器、
３，４・・・・・・ミクサ、５・・・・・・局部発振回
路、７，８・・・・・・差動増幅器、９・・・・・・出
力端子、１０，１２・・・・・・１／２波長の伝送路、
第１・・・・・・増幅器代理人　弁理士　並　木　昭　
夫 第１図 第２図 第３図 第４図 ２２′　　友

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）高周波信号を直接入力される第１のミクサと、前記
   高周波信号を第１の減衰手段を介して入力される第２の
   ミクサと、前記第１のミクサの出力を第２の減衰手段を
   介して一方の入力側に入力され、前記第２のミクサの出
   力を直接他方の入力側に入力され、両者を逆相加算、増
   幅して出力する第１の逆相加算・増幅手段と、前記第１
   のミクサの出力を直接一方の入力側に入力され、前記第
   １の逆相加算・増幅手段の出力を直接他方の入力側に入
   力され、両者を逆相加算、増幅して出力する第２の逆相
   加算・増幅手段と、から成り、該第２の逆相加算・増幅
   手段の出力として得られる中間周波信号に、前記第１の
   ミクサの出力側に現れることのある不要歪波信号が途中
   で抑圧されて出現しないようにしたことを特徴とするミ
   クサ回路。