JPS6192093A

JPS6192093A - 検波回路

Info

Publication number: JPS6192093A
Application number: JP59212437A
Authority: JP
Inventors: Osamu Takase; 高瀬　修; Tomomitsu Azeyanagi; 畔柳　朝光
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-10-12
Filing date: 1984-10-12
Publication date: 1986-05-10

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は、バースト信号の振幅を検出するための検波回
路に係わり、特に、ＡＣＣ回路（自動クロマ制御回路）
に用いて好適な検波回路に関する。

〔発明の背景〕

現在、家庭用のビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）として
は、輝度信号をＦＭ変調し、クロマ信号を低域周波数に
帯域変換して記録、再生する２ベツドヘリ力ルスキヤン
方式か主流をなしている。

かかるＶＴＲにおいては、ＦＭ変調された輝度信号（以
下、ＦＭ輝度信号という）と低域変換されたクロマ信号
（以下、低域変換クロマ信号という）とが重ね合わされ
た記録、再生されるために、低域変換クロマ信号の振幅
が大きすぎると、ＦＭ輝度信号−と低域変換クロマ信号
との間に生ずる混変調が大きくなり、これによる混変調
成分が輝度信号中に妨害となって現われるし、また、低
域変換クロマ信号の振幅が小さすぎると、その８７Ｎが
悪くなる。

そこで、記録時、ＦＭ輝度信号に対する低域変換クロマ
信号の振幅比を最適に設定する必要があり、このために
、記録系のクロマ信号処理回路にＡＣＣ回路が設けられ
ている。

また、テープを２つのヘッドで交互に再生走査すること
により、ＦＭ輝度信号と低域変換クロマ信号とが再生さ
れるが、これらヘッドの特性の差異により、これらヘッ
ドで再生されたクロマ信号間にレベル差が生じ、シタが
って、フィールド毎に色信号の飽和度が異なって再生画
面上に色フリツカ現象が生じ、再生画像の画質が劣化す
る。このために、再生系のクロマ信号処理回路にも、か
かるフィールド間のクロマ信号のレベル差を吸収するた
めのＡＣＣ回路が設けられている。

このように、ＶＴＲにおいては、ＡＣＣ回路が不可欠な
ものである。ＡＣＣ回路は、クロマ信号中に含まれるバ
ースト信号が所定の一定振幅となるように、クロマ信号
の振幅を制御するものであって、バースト信号の振幅を
検出し、その検出出力信号でもって可変利得増幅器の利
得を制御し、この可変利得増幅器によって、バースト信
号が所定の一定振幅となるように、クロマ信号の振幅を
調整するものである。このために、ＡＣＣ回路において
、バースト信号の振幅を正確に表わす信号を出力する検
波回路が必要となる。

第１θ図はかかるＡＣＣ回路に用いる検波回路の一従来
例を示す回路図であって、ｌはＡＣＣ制御電圧の出力端
子、２はクロマ信号の入力端子、３はパルス遅延回路、
４ｔｓ−Ｈ除去回路、５は同期分離回路、６は輝度信号
の入力端子、７．８は定電圧源、Ｒ１−Ｒ１６は抵抗、
Ｑ□〜Ｑ、はトランジスタ、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、
Ｄはダイオード、Ｇ１はインバータである。

同図において、入力端子６からの輝度信号は同期分離回
路５に供給されて複合同期信号が分離されろ。この複合
同期信号は−ＬＨ除去回路４１Ｃ供給され、垂直ブラン
キング期間の等価パルスなどのＬＨ（但し、ｌＨは１水
平期間）周期のパルスが除かれて水平同期信号のみが抽
出された後、パルス遅延回路３に供給されて入力端子２
からのクロマ信号中のバースト信号期間に一致したパー
ストゲート信号ＢＧが形成される。このバースト信号供
給され、また、インバータＧ１で反転されてトランジス
タＱ、のベースに供給されろ。

一方、入力端子２からのクロマ信号はコンデンサＣ１を
介してトランジスタＱｚのエミッタに供給される。トラ
ンジスタＱ１は、反転されたパーストゲート信号ＢＧに
より、バースト信号期間オフする。このために、トラン
ジスタＱ−２のベースに定電圧源７の電圧Ｅ□がかかり
、トランジスタＱｚのベース・エミッタ間電圧を■ＢＥ
　　（但し、ＶＢつは約０．７　（Ｙ）　）とすると、
トランジスタＱ２のエミッタに供給されたクロマ信号中
のバースト信号の負側レベルがほぼＥ、−ＶＢ）；ｉｃ
クランプされる。また、クロマ信号のバースト信号以外
の期間では、トランジスタＱ１がオンし、このために、
トランジスタＱ２のベースには、電圧Ｅ□の抵抗Ｒ１，
Ｒ２による分圧電圧がかかり、トランジスタＱ２のベー
ス・エミッタ間を逆バイアスしてクロマ信号のバースト
信号以外の期間をクランプしないで低いレベルにする。

このようにしてバースト信号期間の２ＬＥ　ｓ　−Ｖ　
Ｂ　Ｅにクランプされたクロマ信号は、抵抗′ｋＬ５を
介して抵抗Ｒ６とともにエミッタホロワを構成するトラ
ンジスタＱａのベースに供給され、そのエミッタからは
、バースト信号の負側レベルがほぼＥｌ−２ＶＢ！であ
るクロマ信号が得られろ。このクロマ信号はトランジス
タＱ４のベースに供給される。

トランジスタＱ４＋１）ランジスタＱ５とともに差動対
を構成しており、これらのエミッタには、ともに抵抗Ｒ
８を介してクロマ信号のバースト信号期間の入オンする
トランジスタＱ６に接続され、また、トランジスタＱｓ
のベースには、電圧Ｅ２の定電圧源８が接続されている
。したがって、こノ差動対はクロマ信号のバースト信号
期間のみ作動する。

そこで、トランジスタＱ４のベースに供給されたクロマ
信号のバースト信号の正側ビーク値が電圧８２以上にな
ったとぎのみ、トランジスタＱ４がオンし、このとき、
抵抗Ｒ，に電流が流れてトランジスタＱ４のコレクタ電
圧が低下する。しかし、クロマ信号のバースト信号の正
側ピーク値が電圧Ｅ２よりも低いとぎには、トランジス
タＱ４はオフしており、抵抗Ｒ７には電流が流れな０か
う、トランジスタＱ４のコレクタ電圧は高い。

トランジスタＱ４のコレクタ電圧が低下すると、ＰＮＰ
形のトランジスタＱｙは、そのベース電圧が低下するか
ら、オンし、そのコレクタ電圧は上昇してトランジスタ
Ｑ８がオンする。この結果、トランジスタＱ８、抵抗Ｒ
１３を介してコンデンサＣ２に電流が流れ退入、コンデ
ンサＣ２が充電さＦる。

また、コンデンサＣ２に並列に抵抗Ｒ１４とトランジス
タＱ９が接続されており、これらがコンデンサＣ２の放
電回路を構成している。トランジスタＱ、は、パースト
ゲート信号ＢＧにより、クロマ信号のバースト信号期間
オンする。

ソコテ、トランジスタＱ４のベースに供給されるクロマ
信号中のバースト信号の正側ピーク値が電圧Ｅ２よりも
低いとぎには、トランジスタＱ、８はオンせス、コンデ
ンサＣ２）ｔ）ランジスタＱ。

がオンする毎に放電し、出力端子１に得られろＡＣＣ制
御電圧は次第に低下する。この結果、図示しない可変利
得増幅器の利得は次第に坩加してクロマ信号の振幅が犬
ぎくなり、これとともに、バースト信号の振６も大きく
なってその正側ピーク値は上昇する。

また、トランジスタＱ４のベースに供給すれろクロマ信
号中のバースト信号の正側ピーク値が電圧Ｅ２よりも高
いときには、トランジスタＱ８がオンする毎にコンデン
サＣ２が充電される。このとぎ、クロマ信号のバースト
信号期間毎にトランジスタＱ９もオンし、トランジスタ
Ｑ８、抵抗Ｒ１３を流れる電流の一部は抵抗Ｒｔｓ、）
ランジスタＱ、を介しても流れるが、コンデンサＣ２も
充電されて出力端子ＩＫ得られるＡＣＣ制御電圧は次第
に上昇する。この結果、可変利得増幅器の利得は次第に
低下し、クロマ信号の振幅が小さくたって、バースト信
号の正側ピーク値も低下する。

このようにして、トランジスタＱａのベースに供給され
ろクロマ信号中のバースト信号の正側ピーク値が電圧Ｅ
２に等しくなるように、コンデンサＣ２の充放電が行な
われてＡＣＣ制御電圧が得られる。

したがって、たとえば、２つのヘッドの特性の差異から
、クロス信号の振幅が急激に小さくなると、トランジス
タＱｇｔｔオンせず、トランジスタＱ、がオンする毎に
コンデンサＣ２は放電し、ＡＣＣ制御電工が低下してク
ロス信号の振幅が大きくなる。そしてクロマ信号中のバ
ースト信号の正側のピーク値がほぼ電圧Ｅ２に等しくな
ると、トランジスタＱ８はクロス信号のバースト信号期
間にオンしたり、オンしなかったりして、コンデンサＣ
２は充放電を繰り返し、出力端子１１ｃは、はぼ一定の
ＡＣＣ制御電圧が得られる。

また、クロマ信号の振幅が急激に太ぎくなると、トラン
ジスタＱｓはオンしてコンデンサＣ２は充電され、ＡＣ
Ｃ制御電圧が上昇してクロマ信号の振幅を小さくする。

そして、クロマ信号中のノく一スト信号の正側のピーク
値が電圧Ｅ２にほぼ等しくなると、上記のようにコンデ
ンサＣ２は充放電を繰り返し、出力端子ｉＶｃは、はぼ
一定のＡＣＣ制御電圧が得られる。

ところで、クロマ信号では、ｇｉ　１図（ａ）　ｉＣ示
す３Ｈの垂直同期信号とその前後３Ｈの等化ノくルスと
を含む９Ｈ期間、バースト信号が欠落して−〜７８０こ
の９Ｈ期間は、一般に、バーストブランキング期間と呼
ばれている。

第１θ図に示した従来技術においては、このノぐ−スト
プランキング期間、コンデンサＣ２は充電がなされない
が、トランジスタＱ、はこのノ（−ストブランキング期
間でもパーストゲート信号ＢＧによってオンするから、
トランジスタＱ、がオンする毎にコンデンサＣ２は放電
する。このために、第１１図（ｂ）に示すように、出力
端子ＩＧｃ得られるＡＣＣ制御電工は次第に低下するりそこで、バーストブランキング期間を終了した時点では
、ＡＣＣ制御電圧はかなり低（なっており、可変利得増
幅器の利得はかなり大きくなっている。このために、バ
ーストブランキング期間終了後のバースト信号の振幅は
非常に犬ぎくなっており、その後、トランジスタＱｓが
オンしてコンデンサＣ２が充電されるとともに、出力端
子１に得られろＡＣＣ制御電圧は次第に低下するが、ク
ロマ信号中のバースト信号の正側のピーク値が電圧Ｂ２
にほぼ等しくなるまでの間、第１１図（Ｃ）に示すよう
に、クロマ信号の振幅は異常に大きくなっており、この
ために、再生画面の上部で色の飽和度が過剰となって画
質が著しく劣化することになる。

さらに、バーストブランキング期間では、可変利得増幅
器の利得が異常に犬ぎくなるために、クロマ信号のバー
ストブランキング期間に存在するノイズ成分が異常に増
幅されることになる。この結果、このクロマ信号がＡ２
０回路などに供給すると、かかる回路は増幅されたノイ
ズ成分の影響を受けて誤動作を行なうことになる。

かかる問題点を解消するために、バーストブランキング
期間、トランジスタＱ、をオフ状態を保持し、コンデン
サＣ２の放電を停止してＡＣＣ制御電圧を一定に保持す
るようにした検波回路が提案されている（特公昭５８−
２１８７３号公報）。

しかし、この従来技術によると、バーストブランキング
期間、コンデンサＣ２の放電を禁止することができるが
、このバーストブランキング期間中のパーストゲート信
号ＢＧの期間、入力端子２から充分大ぎな振幅のノイズ
が供給されると、これによってトランジスタＱ、がオン
し、コンデンサＣ２が充電されろことになる。ＶＴＲに
おいて、バーストブランキング期間中、あるいはその近
傍でヘッドの切換えが行なわれろし、また、バーストブ
ランキング期間では、ヘッドとテープの接触状態が比較
的不安定であることから、バーストブランキング期間で
ｔＳ、比較的ノイズが発生し易い。

このように、バーストブランキング期間にノイズによっ
てコンデンサＣ８が充電されろと、バーストブランキン
グ期間終了後のＡＣＣ制御電圧が異常に上昇してしまい
、その後のトランジスタＱ４に供給されろクロマ信号中
のバースト信号の正側ビーク値が電圧Ｅ２にほぼ等しく
なるまでの期間が長くなって、再生画面上部での色の飽
和度の異常が顕、著に現われることになる。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、ノイズに
よる誤動作を防止することができるよ５にした検波回路
を提供するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために、本発明は、検波出力電圧を
形成するコンデンサの充電回路の動作をバーストブラン
キング期間停止せしめ、該バーストブランキング期間に
存在するノイズ成分による該コンデンサの、不所望な充
電を禁止するよ５にしｙ：〆点に特徴がある。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図１１本発明による検波回路の一実施例を示す回路
図であって、９はパーストゲート信号発生器、１０はヘ
ッド切換パルスの入力端子、１１はＶゲート信号発生回
路、Ｇ２はインバータ、Ｇ３はアンドゲートであり、第
１０図に対応する部分には同一符号をつけて重複する説
明は省略する。

第１図において、パーストゲート信号発生器９には、同
期分離回路５、−！−Ｈ除去回路４およびパルス遅延回
路３が設けられ、第１０図と同様に、輝度信号から複合
同期信号を分離し、さらに、水平同期信号を得てバース
ト信号期間を表わすパーストゲート信号ＢＧを形成する
とともに、■ゲート信号発生回路１１．インバータＧ２
、貴＝≠≠゛　　　　、アンドゲートｑ、も設けられ、■ゲート信号発生回路１１で、
入力端子ｌＯから供給されるヘッド切換パルスのエツジ
を基準として、入力端子２からのクロマ信号の９Ｈ幅の
バーストブランキング期間に一致した高レベルのＶゲー
ト信号ＶＧが発生されろ。このＶゲート信号ＶＧはイン
バータＧ２で反転されてパルス遅延回路３かものパース
トゲート信号ＢＧとともにアンドゲートｑ、に供給され
る。したがって、アンドゲートＧ３では、バーストブラ
ンキング期間パーストゲート信号ＢＧが阻止される。

アンドゲートＧ３の出力信号は、パーストゲート信号発
生器９の出力信号として、トランジスタＱ１−　Ｑｓ　
−Ｑｓのベースに供給されろ。

そこで、トランジスタＱ、は、先の従来技術と同様に、
バーストブランキング期間全体にわたってオフ状態とな
り、この期間コンデンサＣ２は放電しない。さらに、ト
ランジスタＱｔはバーストブランキング期間オン状態に
あってトランジスタＱ２による電位Ｅ１−ＶＢつのクラ
ンプ動作が停止され、またトランジスタＱ６はその期間
オフ状態にあって差動対をなすトランジスタＱ４．Ｑｌ
ｌを非作動状態に保持する。この結果、バーストプラン
キンク期間、トランジスタＱ、のベースにＷ、　ＥＥ２
以上のノイズが供給されても、コンデンサＣ２はこれに
よって充電されることはない。

このようにして、３Ｈ幅の垂直同期信号■Ｓとその前後
３Ｈ幅の等化パルスとを含むバーストブランキング期間
（第２図（ａ３　）　、コンデンサＣ２の充電電圧、し
たがって、出力端子ｌに得られるへ〇〇制御電圧は、第
２図（ｂ）に示すように、一定に保持され、このために
、このＡＣＣ制御電圧で振幅調整されるクロマ信号の振
＠は、第２図（ｃ）に示すように、バーストブランキン
グ期間後のある期間、次第に増大し、あるいは次第に減
少して所定の定常値になるが、この振幅変化の期間は大
幅に短縮される。

もちろん、記録時には、バースト信号の振幅であるから
、このときｉｃは、可変利得増幅器が出力するクロマ信
号は、上記の振幅変化の期間は全くなく、全体にわたっ
て一定振幅となり、また、夫々のヘッドで再生されろク
ロマ信号の振幅が等しい場合にも同様である。

第３図は第１図のパーストゲート信号発生器９の他の具
体例を示すブロック図であって、１２Ｇ’！出力端子で
あり、第１図に対応する部分ＩＣは同一符号をつけてい
る。

この具体例は、第１図でパルス遅延回路３をアントゲ−
）Ｇ３の前段に設けていたのに対し、パルス遅延回路３
をアンドゲートＧ３の後段に設けたものである。

た水平同期信号のうち、バーストブランキング期間の水
平同期信号がアンドゲートＧ３で除かれ、この結果、パ
ルス遅延回路３では、バーストブランキング期間以外の
期間でパーストゲート信号ＢＧが形成されろ。

この場合、複合同期信号の一！−Ｈ周期のパルスはバー
ストブランキング期間にのみ存在するから、期分離回路
５で得られる複合同期信号を直接アンドゲートＧ３に供
給するようにしてもよい。

第５図はパーストゲート信号発生器９に用いられるＶゲ
ート信号発生回路１．１の一興体例を示すブロック図で
あって、１３は入力端子、１４はカウンタ、１５ｔｉ出
力端子、１６は入力端子、１７は分用器である。

同図において、入力端子１３からはヘッド切換パルスが
供給され、カウンタ１４はヘッド切換パルスの立上り、
立下りエツジ毎にリセットされろ。

入力端子１６からは連続波が供給され、分周器１７で分
周されろ。カウンタ１４はこの分周器１７の出力信号を
クロックとしてカウントし、所定の２つのカウント値の
間の入高レベルとなる出力信号を発生する。これらカウ
ント値は、この出力信号の高レベル期間がバーストブラ
ンキング期。

間に一致するように設定されろ。したがって、出力端子
１５１ｃは、先のＶゲート信号ＶＧが得られろ。

入力端子１６に供給される連続波は、クロマ信号処理回
路に設けられているＡＦＣ回路の発振器で発生されろｎ
　ｆ　Ｈ（但し、ｆＨは水平走査周波数テアッて、ＮＴ
ＳＣ方式では、ｎ＝３７８゜ＰＡＬ方式では、ｎ＝３７
５　）の周波数の連続波、あるいは、’　Ａ　Ｐ　Ｃ回
路の発振器で発生されろｆｓｃの周波数（但し、ｆｓｃ
は色副搬送波周波数であって、ＮＴＳＣ方式では、約３
．５８　Ｍ　Ｈｚ　、　　Ｐ　ＡＬ方式では、約４．４
３　Ｍ　Ｈｚである）の連続波であってもよい。

第６図はＶゲート回路工１の他の具体例を示すブロック
図であって、１４’）’！カウンタ、ｌ　６’は入力端
子であり、第５図に対応する部分には同一符号をつけて
いる。

同図において、第５図と同様に、カウンタ１４’は入力
端子１３からのヘッド切換パルスの立上り、立下りエツ
ジ毎にリセットされるが、入力端子１６’からは水平同
期信号あるいはこれに同期したパルス信号であって、こ
れらの信号クロックとしてカウンタ１４′はカウントす
る。このカウンタ１４’は、第５図のカウンタ１４と同
様に、所定の２つのカウント値の間で高レベルとなる出
力信号を発生し、これらカウント値を適宜設定すること
により、出力端子１５には、■ゲート信号ＶＧが得られ
る。

入力端子１６’に供給されろ信号は、第１図のパースト
ゲート信号発生器では、パルス遅延回路３除去回路４の
出力信号であってよい。

ヘッド切換パルスの立上り、立下りエツジに対するバー
ストブランキング期間の始点のタイミングは、ＶＴＲの
機種などによって異なり、大体Ｏ〜５Ｈのバラツキがあ
る。したがって、カウンター４．１４’におけろ上記所
定の２つのカウント値は、ヘッド切換パルスの立上り、
立下りエツジとバーストブランキング期間の始点との時
間差に応じても異なることはいうまでもない。

第７図は先のパーストゲート信号発生器９に用いられる
パルス遅延回路３の一興体例を示すブロック図であって
、１８は入力端子、１９は分周器、２０は入力端子、２
１はカウンタ、２２は出力端子である。

同図において、入力端子２０からは、第１図の場合、−
Ｈ除去回路４からのＩＨ同周期パルスが、また、第３図
あるいは第４図の場合、アンドゲートＧ３からのｌＨ同
周期パルスが供給され、カウンタ２１はこのパルスの立
上りエツジ毎にリセットさせろ。

一方、入力端子１８からは、第５図の入力端子１６に供
給される連続波と同様の連続波が供給され、適当な分周
比の分局器１９で分周される。この分局器１９の出力信
号は、クロ°ツクとして、カウンタ２１でカウントされ
る。

カウンタ２１は、入力端子２０からのパルスの立上りエ
ツジでリセツ・トされる毎に、分局器１９の出力信号の
カウントをやり直し、所定の２つのカウント値のみ高レ
ベルとなる信号を出力する。

これらカウント値開の期間（５μｓｅｃ程度）がクロマ
信号のバースト信号期間に一致するように、これらカウ
ント値が設定され、これによって出力端子２２にパース
トゲート信号ＢＧが得られる。

第８図は先のパーストゲート信号発生器９Ｖｃ用り図で
あって、２３は入力端子、２４は分周器、２５はカウン
タ、２６は入力端子、２７は出力端子、０４はインバー
タ、Ｇｓはアンドゲートである。

同図において、入力端子２３からは、第５図の入力端子
１６に供給される連続波と同様の連続波が供給され、適
当な分局比の分局器２４で分周される。この分周器２４
の出力信号は、クロックとして、カウンタ２５でカウン
トされる。

一方、カウンタ２５は、所定の２つのカウント値の間で
の入為レベルとなる信号を出力ｆる。入力端子２６から
は同期分離回路５（第１図、第３図および第４図）で得
られた複合同期信号が供給されろが、カウンタ２５の出
力信号がインバータＧ４で反転して得られるゲート信号
により、アンドゲートＧ、において、複合同期信号はカ
ウンタ２５が上記の２つのカウント値の間をカウントす
る期間阻止される。

アンドゲートＧ、からはこの期間に含まれないパルスが
得られろか、このパルスはカウンタ２５に供給され、こ
のパルスの立上りエツジ（または、立下りエツジ）でカ
ウンタ２５がリセットされろ。

そこで、カウンタ２５はリセットされる毎にカウントを
やり直し、上記２つのカウント値開をカウントする期間
アンドゲートＧ、をオフするが、この期間は、少なくと
もカウンタ２５からリセットされてから−Ｈよりも早い
時点から−Ｈよりも遅い時点（但し、ＩＨよりも早い時
点）までの期間になるように設定する。

この結果、バーストブランキング期間以外で必ずアンド
ゲートＧ、から水平同期信号が得られ、これでカウンタ
２５がリセットされるから、バーストブランキング期間
になっても、複合同期信号中のバーストブランキング期
間以外での水平同期信号に位相が連続したパルスのみが
アンドゲートＧ５を通過することになり、等化パルスや
垂直同期信号が除かれる。したがって、出力端子２７ｖ
Ｃは、水平同期信号Ｈ８が得られる。

なお、この具体例では、分局器２４を省略し、入力端子
２３かもの連続波を、クロックとして、直接カウンタ２
５に供給するようにしてもよい。

第５図〜第８図に示した具体例は、コンデンサを必要と
するモノマルチバイブレータを用いないで期間設定をｆ
ろように構成しているから、特に、ＩＣ化する場合には
、外付は部品数は増加せず、したがって、ビン数の増加
を招かずに好都合である。

第９図は本発明による検波回路の他の実施例を示す回路
であって、２８．２９は切換スイッチ、３０は定電圧源
であり、第１図に対応する部分には同一符号をつけてい
る。

この実施例は、ＶＴＲ，の記録時と再生時とで切換操作
されろ切換スイッチ２８．２９を設け、再生時には、こ
れらを接点Ｐ側に閉じて第１図に示した実施例と同様の
動作を行なわせるが、記録時でを１、切換スイッチ２８
．２９を夫々接点Ｒ側に閉じ、定電圧源３０の電ＦＥＢ
、を、インバータＧ１抵抗Ｒ４を介してトランジスタＱ
１のベースと、抵抗″Ｒ１゜を介してトランジスタＱ６
とに供給し、また、トランジスタＱ、を抵抗Ｒ１６を介
して接地する。

そこで、記録時には、トランジスタＱ１は常時オフ、ト
ランジスタＱ６は常時オンであって、入力端子２からの
クロマ信号は全体にわたってＥｌ−２Ｖ、Ｅにクランプ
されて常時作動している差動対のトランジスタＱ４のベ
ースに供給される。

このために、入力端子２からのクロマ信号全体が電圧Ｅ
２と比較される。この場合、このクロマ信号はバースト
対クロマ比が１対ｌであることが好ましく、このために
、このクロマ信号はバーストエンファシスされている。

また、トランジスタＱ、は常にオフ状態にされて放電時
定数を大きくしている。これは、記録時には、急激なレ
ベルの減少がないので、放電は充分遅くてもよいためで
ある。

クロマ信号全体にわたって電圧Ｅ２との比較を行なうの
は、特に、クロマ信号がカメラから出力される場合に有
効である。これは、カメラから出力されるクロス信号は
、しばしばパース対クロマ比が規格外の３００チ以上と
なることもあり、バースト信号のみを検波したのでは、
バースト信号のピークピーク値を一定にするために、ク
ロマ信号が異常に大きくなり、ＦＭ輝度信号に対するク
ロマ信号の加算比が増大して過電流となるためである。

これによって、輝度信号中にスペクトルの反転などによ
る妨害が生ずる。

この実施例では、クロマ信号全体にわたって検波するた
めに、バースト信号とクロマ信号とのうちのレベルが太
ぎい方のピークピーク値が一定トなるように作用するた
めに、過電流となることがなくて好都合である。

また、この実施例において、記録時に、バーストブラン
キング期間に限ってスイッチ２８を接点Ｐ側に切換えろ
ようにしてもよい。これにより、バーストブランキング
期間検波動作を停止させ、この期間での利得増大による
ノイズの増大化を防止できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、バースト信号が
存在しないバーストブランキング期間、検波動作を全く
停止させることができるから、この期間に生ずるノイズ
によって検波出力が影響されることがなくなり、正確で
安定な検波を行なうことが可能となるものであって、Ｖ
ＴＲのＡＣＣ回路に採用した際ＩＣは、再生画面上部で
の色の飽相変の変化を低減できるし、ＡＰＣ回路への悪
影響を防止できるなどの優れた効果を得ろことができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による検波回路の一実施例を示す回路図
、第２図は第１図の各部の信号を示す波形図、第３図お
よび第４図は夫々第１図のパーストゲート信号発生器の
他の具体例を示すブロック図、第５図および第６図は第
１図、第３図および第４図のＶゲート信号発生回路の具
体例を示すブロック図、＠７図は第１図、第３図および
第４図のパルス遅延回路の具体例を示すブロック図、第
８図は第１図、第３図および第４図の−Ｈ除去回路の一
具体例を示すブロック図、第９図は本発明による検波回
路の他の実施例を示す回路図、第１Ｏ図は従来の検波回
路の一例を示す回路図、第１１図（丁第１θ図の各部の
信号を示す波形図である。Ｃ１・・・・・・コンデンｔ、Ｑ□、Ｑｚ・・・・・・
トランジスタ、′ｆＬ１　ｅ　　”２・・・・・・抵抗
、２・・・・・・入力端子、７・・・・・・定電圧源、
９・・・・・・パーストゲート信号発生器。（・つ　−一・第１図第２図第３図第４図第５図第８図第９図　　″

Claims

【特許請求の範囲】

コンデンサと、エミッタが該コンデンサの一端に接続さ
れた第１のトランジスタと、該第１のトランジスタのベ
ースに一端が接続された第１の抵抗と、該抵抗の他端に
接続された定電圧源と、該第１のトランジスタのベース
に一端が接続された第２の抵抗と、該第２の抵抗の他端
にコレクタが接続されエミッタが接地された第２のトラ
ンジスタとを備え、前記コンデンサの他端からバースト
信号を含むクロマ信号を供給し、かつ、バーストブラン
キング期間を除いて前記第２のトランジスタをオフする
極性で前記第２のトランジスタのベースにバーストゲー
ト信号を供給することにより、該クロマ信号のバースト
信号期間を前記定電圧源の電圧に応じたレベルにクラン
プすることができるように構成したことを特徴とする検
波回路。