JPS6185098A

JPS6185098A - ステツピングモ−タ駆動装置

Info

Publication number: JPS6185098A
Application number: JP20578784A
Authority: JP
Inventors: Yoshiyasu Sakaguchi; 阪口　善保
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1984-10-01
Filing date: 1984-10-01
Publication date: 1986-04-30

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔技術分野〕本発明は商用電源よりモータコイルに必要なコイル電流
を得るためのステッピングモータ駆動装置に関するもの
である。

〔背景技術〕

一般に、同期七−夕であるステッピングモータ駆動装置
としては、第１０図に示すものがあった。この従来のス
テラピンクモータ駆動回路には、ステッピンク℃−タ（
６）を駆動するための直流電源（１）と直流電源（］）
をスステッピンク℃−タ６）の電流とするため交流電流
に変換する直流−交流変換回路（以下ドライバと称する
）（３）と、ドライバ（３）を制御しステッピンジ℃−
タ（５）の回転移動量を指示するコントローラ（４）と
、ドライバ（３）及びコント０−ラ（４）へ制御用の電
源を供給する制御電源（２）が必要である。また従来よ
りドライバ（３）は単独にて開発され、最近では直流電
源（１）を内蔵したドライバ（３）も各種開発されてい
る一０第１１図乃至第１３図は従来例の概略回路構成を
示す図である。第１１図は第１の従来例を示す図であり
、商用電源（６）を整流平滑回路（７）にて整流すると
共に平滑し、整流平滑回路（７）の出力電圧を電圧変換
回路（８）にてステッピングを一タ（５）に必要なコイ
ル電圧に変換すると共に定電圧化し、電圧変換回路（８
）の出力をドライバ（３１にて直流電圧を交流電圧に変
換すると共にステッピングモータ（５）のモータコイル
（ｌＯ）に交流電流を供給する。上述の回路は装置自体
はコンパクトながら、ステッピーＪジ七−タ（５）のモ
ータコイル（１０）のコイル電流を規定するものが電圧
であるため、モータコイル（１０）のコイル抵抗の異な
るステッピンジ七−夕（５）では定格電流が等しいもの
でも、代用ができない欠点があった。さら知、電圧変換
回路（８）での遅れ時間があることから電圧の確立が遅
れ、ステッピンジ七−タ（５）の加速性を犠牲にする欠
点があった。

第１２図は第２の従来例を示す図であり、上述の第１の
従来例から電圧変換回路（８）をなくし、代りにドライ
バ（３）に定電流ｉａ、能を持たせたものである。した
がって、第１の従来例の欠点は除かれる　・が、一方、
整流平滑回路（７）の出力電圧はＤＣ１４０ｖと非常に
高いため、ドライバ（３）内でのスイッチンクロスが大
きく、装置自体の効率が低下すると共に、放熱が必要な
ため、放熱面積の点より形状が大きくなる欠点があった
。

第１３図は第３の従来例を示す図であり、第２の従来例
の商用電源（６）と整流平滑回路（７）との間〈トラン
ス（Ｔ）を設け、商用電源（６）の電圧を降圧して整流
平滑回路（７）に印加するものである。したがって、こ
の回路では第２の従来例のドライバ（３）内でのスイッ
チンクロスは小さくなるが、トランス（Ｔ）を必要とす
るため重量及び形状が大型化する欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、その目
的とする七ころは、ステツピンジ七−夕の高加速性を生
かすと共に、装置自体の効率を高め、形状及び重量を小
型化し、かつ各種七−夕への汎用性を持たせたステッピ
ンジ℃−タ駆動装置を提供するにある。

〔発明の開示〕

（実施例１）ｇＩＪｔ図乃至第３図は第１の発明の一実施例を示す図
であり、第１図の概略回路構成図に示すように第２の従
来例と同様の回路の整流平滑回路（７）とドライバ（３
）との間に降圧チョッパ回路（９）を付加したものであ
る。したがって、商用電源（６）は整流平滑回路（７）
にて整流平滑され、整流平滑回路（ア）の出力は降圧チ
ョッパ回路（９）にて降圧され、降圧チョッパ回路（９
）の出力である直流電圧はドライバ（３）えて交流電圧
に変換され、ステッピングモータ（６）のモータコイル
（１０１Ｋは定電流のコイル電流が供給される。第２図
は上述の第１図に示す第１の発明の一実施例の具体回路
図である。商用電源（６）の電圧はスイッチ（ＳＷ）を
介してタイオードブリッジ（ＤＢ）に印加され、タイオ
ードブリッジ（ＤＢ）にて余波整流され、コンデンサ（
Ｃ１）により平滑される。ここで、ダイオードブリッジ
（ＤＢ）とコンデン＋ｊ（Ｃ１）とで整流平滑回路（７
）が構成されている。このコンデンサ（Ｃ１）により平
滑された電圧はスイッチング素子であるトランジスタ（
Ｑｌ）とチョークコイル（Ｌ）とを介してコンデンサ（
Ｃ２）に印加され、コンデンサ（Ｃ２）が充電される。

ただし、スイッチング制御回路（１１）がトランジスタ
（Ｑｌ）をオン動作させている期間だけである。このス
イッチング制御回路（ＩＩ）　Ｋよりトランジスタ（Ｑ
□）がオフしている期間、トランジスタ（Ｑｌ）のオフ
による逆起電力がチョークコイル（Ｌ）に発生し、この
チョークコイル（Ｌ）のエネルイーにてコンデンサ（Ｃ
りと環流用ダイオード（Ｄｌ）とチョークコイル（Ｌ）
とで形成された閉回路に電流を流し、コンデンサ（Ｃ２
）Ｉ−ｉ充電され続ける。ここで、トランジスタ（Ｑ、
）とチョークコイル（Ｌ）とコンデンサ（Ｃ２）とタイ
オード（Ｄｌ）とで降圧チョッパ回路（９）が構成され
、コンデンサ（Ｃ２）の両端の電圧はトランジスタ（Ｑ
、）のオンデユーテイ（オン時間比率）で決定される。

次にコンデンサ（Ｃ２）の電圧はトランジスタ（Ｃ２）
〜（Ｑ、）、タイオード（Ｄ２）〜（Ｄ５）、抵抗（Ｒ
１）及び定電流制御回路（１乃にて構成されるドライバ
（３）に印加される。トランジスタ（Ｃ２）〜（Ｑ。

）はコンデンサ（Ｃ２）の両端の直流電圧をトランジス
タ（Ｃ２）と（Ｃ５）及びトランジスタ（Ｃ３）と（Ｃ
４）とが組になりオン／オフを繰返すことでステッピン
ジ七−タ（６）のモータコイル（１０）に交流電流を供
給する。ここで、本ドライバ（３）は定電流型となって
いる理由をトランジスタ（Ｃ２）　（Ｃ５）がオンして
いる期間〈ついて説明する。この時のコイル電流（ｉ）
Ｆｉ、コンデンサ（Ｃ２）、トランジスタ（Ｃ２）、モ
ータコイル（ｌＯ）、トランジスタ（Ｃ５）、抵抗（Ｒ
１）、コンデンサ（Ｃ２）と流れている。ここで、コイ
ル電流（ｉ）が第３図の時間（ｔｌ）で示すように定格
電流（ｉ、）に達すると、抵抗（Ｒ１）の電圧降下を検
出することＫよって定電流制御回路θ匂がコイル電流（
ｉ　　）が定格電流（Ｉ　Ｔ　）に達したことを判定し
、トランジスタ（Ｃ５）をオフする。

すると、コイル電流Ｔｉ）はトランジスタ（Ｃ２）、モ
ータコイル（１０）、タイオード（Ｄ、）、トランジス
タ（Ｑ。

）−と流れ、徐々に電流は減少する。そして下限コイル
電流（１ｍ１ｎ）に達すると、再びトランジスタ（Ｃ５
）がオンし、以下上述の動作を繰返し、コイル電流（ｉ
）を定電流化する。またトランジスタ（Ｑ。

）と（Ｃ４）とがオンの場合も同様である。上述のよう
に、本発明の実施例では降圧チョッパ回路（９）を用い
ているため、トランス（Ｔ）のように重量が大きくなっ
たり形状がかさばることがなく、またドライバ（３）で
の電圧負担が少なく、かつ効率の良い回路動作が得られ
る。さらに、上述の定電流動作をするドライバ（３）で
けトランジスタ（Ｃ２）〜（Ｑ、）・のスイッチングロ
スが大きく寄与し、通常数十ＫＨｚで動作するためドラ
イバ（３）への電圧が高いほどスイッチンジロスが大き
くなる。しかし、本発明では降圧チョッパ回路（９）に
てドライバ（３）への印加電圧が低くなっているため、
スイッチンクロスも小さくできる。

（実施例２）第４図は第２の発明の一実施例の要部を示す図であり、
第１の発明の実施例の回路に、整流平滑回路（））の電
圧を抵抗（Ｒ２）゛と（Ｒ３）とで分圧して基準電圧（
ｖＲ）を発生する基準電圧発生回路峙と、整流平滑回路
（７）の電圧を抵抗（Ｒ４）を介して充電用コンデンサ
（Ｃ３）に充電する充電回路Ｑ４）と、充電回路（１４
）のコンデンサ（Ｃ８）の両端電圧（Ｖｃ３：が基準電
圧発生回路Ｈの出力である基準電圧（ｖＲ）以上のとき
コンデンサ（Ｃ３）の両端電圧（Ｖｃ３）をスイッチン
グ制御回路（１１）に印加するＰＵＴ（プログラマづル
・ユニジャンクシＢシ・トランジスタ）（Ｑ、）から成
る比較スイッチ回路（＋５）七、降圧チョッパ回路（９
）の出力電圧をコンデンサ（Ｃ３）に帰還する抵抗（Ｒ
５）とタイオー’Ｆ　（ｐｇ）七よ一構成る帰還回路θ
φとを付加したものである。

上述の回路を詳述すると次のようになる。まずとなる。

コノ基準電圧（ｖＲ）　ＦｉＰ　Ｕ　Ｔ　（Ｑｅ）　ノ
ケートに印加される。また、整流平滑回路（７）の電圧
（ｖＡＢ）は抵抗（Ｒ１）を介しテコンデンサ（Ｃ３）
を充電し一作時間後、コンデンサ（ＣＳ）ａ両端電圧（
ＶＣ３）は基準電圧（ｖＲ）以上となる。ここで、抵抗
（Ｒ２）とコンデンサ（Ｃ３）との接続点けＰＵＴ（Ｃ
６）のアートと接続しているため、ＰＵＴ（Ｃ６）がオ
ンし、コンデンサ（Ｃ８）の両端の電圧はＰＵＴ（Ｑｓ
）を介してスイッチング制御回路（川に印加される。す
るを、スイッチング制御回路（川が始動し、トランジス
タ（Ｑｌ）をスイッチングすることで、降圧チョッパ回
路（９）のコンデンサ（Ｃ１）に降圧電圧が生じ、この
降圧電圧を抵抗（Ｒ５）とタイオード（Ｄ、）とを介し
て、抵抗（Ｒ１）とコンデンサ（Ｃ３）との接続点忙一
部帰還する。したがってコンデンサ（Ｃ３）の両端電圧
（Ｖ　Ｃ３）け略基準電圧（ＶＲ）Ｋ保持され、スイッ
チング制御回路（Ｕ）の動作の維持を行う。なお、上述
の回路の抵抗（Ｒ２）と（Ｒｏ）の抵抗値は単に基準電
圧を発生するため大きい値で良く、さらに抵抗（Ｒ４）
も］′Ｊヂンサ（Ｃ３）への充電時定数を決めるだけの
ものであるため、抵抗値は大きくて良いので、抵抗（Ｒ
２）〜（Ｒ４）の消ｒＪ１電力は小さい。ここで、従来
一般に使われていた抵抗（Ｒ２）と（Ｒ３）との分圧電
圧を直接スイッチング制御回路（ロ）の電源としていた
回路と本発明の回路との消費電力について、計算する七
人のようＫｆｘる。ここで、整流平滑回路（７）の電圧
（■。）を＋４０Ｖ１スイッチンジ制御回路（１１）の
消費電流を５０ｍＡ、入力電圧を１０ｖ１降圧チョッパ
回路（９）の出力電圧を５０Ｖとする。従来回路の消費
電力（Ｐｌ）はＰ、＝（＋　４０−１０　）ＸＯ，−０５＝６．５（Ｗ
）本回路の消費電力（Ｒ２）はｐ、＝（５０−１０）ｘｏ、０５＝２ＣＷ］となり、従
来に比べて約１／３の消費電力となる（実施例３）第５図乃至第６図は第３の発明の一実施例の要部を示す
図であり、第２の発明の実施例に、降圧チョッパ回路（
９１の出力電圧のリップル分による変動を検出すると共
に、降圧チョッパ回路（９）の出力電圧が変動により一
定電圧以上知上昇したとき、トランジスタ（Ｑｌ）のオ
ン期間を短かくするようにスイッチング制御回路（１１
）を制御する定電圧制御回路（ｌ′ｔＩを付加したもの
である。この定電圧制御回路（１７）を第５図により詳
述する。まず、本発明に係わる定電圧制御回路Ｑηが付
加されていない場合、整流平滑回路（７）の出力【含ま
れたリップル分により、降圧チョッパ回路（９）の出力
であるコンデンサ（Ｃ２）の両ｆ＠電圧（Ｖｃ２）Ｋも
リップル分による出力電圧の変動が現われる。このため
本発明では、コンデンサ（Ｃ２）の両端電圧（Ｖ（’２
）を分圧抵抗（Ｒ６）と（Ｒ７）とで分圧し、所定電圧
（例えば５０ｖ）がコンデンサ（Ｃ２）の両端に現われ
たときの抵抗（Ｒ８）と（Ｒ７）との分圧後の電圧と等
しい電圧（Ｖ＋Ｓ）と分圧電圧（Ｖ７）とを差動増幅器
（＋８１にて比較し、誤差分を増幅し、この差動増幅器
（＋８１の出力と三角波発生器シ（２）の出力とをコン
バレー７タ０＠・罠て比較すると共に矩形波に変換し、
このコンパレータ（１９）の出力にて、スイッチング制
御回路（ＩＩ）を制御し、スイッチング制御回路（Ｉｌ
）がトランジスタ（Ｑｌ）のオンデユーテイを変える、
いわゆるＰ　Ｗ　Ｍ制御を行っている。ここで、差動増
幅器α鴫、コンパレータθ９）及び三角波発生回路（２
０）とは例えばテ士すスインスッルメンツ製のＴＬ４’
？４が使用できる。第６図に上述の動作状態を示しであ
る。例えば、第６図（ｂ）のように、整流平滑回路（７
）の出力電圧（ｖＡＢ）が変動すると、トランジスタ（
Ｑ、）が同図（ａ）のように、出力電圧（ｖＡＢ）が高
いとき、トランジスタ（Ｑｌ）のオン期間が短かく、低
いときけ長くなっている。したがって、降圧チョッパ回
路（９）の出力電圧（Ｖｃ２）の変動分を検出し、スイ
ッチング制御回路（１１）を介してトランジスタ（Ｑ、
）を制御する定電圧制御回Ｗ！ｒ（１７）によって、第
６図（Ｃ）のようにリップル分の極めて少ない（通常１
％以下）の直流電圧を得ることができ、従来の定電圧制
御回路（Ｉ７）を具備しないステッピンジモータ駆動装
置の問題点であったリッづル分によるステツピンジ七−
タ（６）のうなり現象等の発生を防止することができる
。

（実施例４）第７図は第３の発明の他の実施例を示す図であ如、定電
圧制御回路αηのコンデンサ（Ｃ２）の両端電圧（ＶＣ
２）の検出部（２υを変更し、トランジスタ（Ｑｌ）が
始動し、降圧チョッパ回路“（９）の出力電圧であるコ
シデン＋ｊ（Ｃ２）の両端電圧（Ｖｃ２）に現われる過
渡的電圧変動を　　　　　゛参会≠減少させるものである。実施例３の回路では降圧
チョッパ回路（９）の出力電圧を一定とする為にトラン
ジスタ（Ｑｌ）をＰＷＭ制御するし甲ユレータとして動
作させている。したがって、定常時はリッづルが１％以
下におさまる。しかし、降圧チョッパ回路（９）の始動
時にコンデンサ（Ｃ２）の両端に現われる過渡的な変動
、すなわち、定常時の電圧（Ｖｃ２　）の数１０％も大
きい電圧が発生すると、定電圧制御回路（１７）の制御
遅れにより第８図の実線のようにドライバ（３）の入力
電圧（ｖｏＤ）がかえって変動してしまう。このため、
本実施例では、実施例３の回路の抵抗（Ｒ５）を抵抗（
Ｒ８）と（Ｒ９）とに分割し、さらに抵抗（Ｒ８）の両
端にコンデンサ（Ｃ１）を接続しである。この回路の動
作は次のようになる。まず、降圧チョッパ回路（９）が
始動し、コンデンサ（Ｃ２）の重唱電圧（Ｖｃ２）が上
昇すると、抵抗（Ｒ９）Ｖｉコンデンサ（Ｃ４）により
交流的に短絡され、抵抗（Ｒ８）と抵抗（Ｒ２）とで分
圧された電圧が差動増幅回路（Ｉ→に入力される。

したがって、上述のような過渡的電圧変動に対しては、
通常のリッづル分の減少を行うだめの回路より、高い電
圧を差動増幅回路θ８１　Ｋ入力すること忙なり、結果
としてトランジスタ（Ｑｌ）のオン期間が通常の定電圧
以上の短かさとなり、急ｉＫコンデンサ（Ｃ２）の両端
電圧（ＶＣ２）の電圧上昇が低下される。電圧上昇例伴
いコンデンサ（Ｃ４）の抵抗値ンよ大きくなり、通常電
圧忙達すると、はぼ実施例３の回路と同様となる。この
ため、定電圧制御回路θηの制御遅れが改善され、￥！
Ｊ８図の破線だ示す電圧変動となる。また、定常時には
コンデンサ（Ｃ４）は無視できるので、リッづル分の減
少動作が行われる。上述のように、本実施例ではリツづ
ル分の減少及び過渡的変動も減少できるので、定電圧制
御回路θη内の素子の耐圧を低くすることができ、この
た。めコストも低減でき、さらに、過渡的電圧変動によ
り使用が困難であったドライバ（３）用ＩＣ（例えばＳ
ＧＳ社のＬＰ０１）が使用できるようになシ、コスト及
びスペース的に改善される。（ここで、従来ＩＣが使用
できなかった理由は、通常ドライバ（３）用ＩＣはステ
ッピンジｔ−タ（５）の加速及び高速性を生かすために
、ドライバ（３）用ＩＣへの入力電圧をできるだけ高く
する必要があるにもかかわらず、ＬＰ０１等のドライバ
用ＩＣＫは耐電圧余裕がない（例えばＬＰ０１の場合５
０ｖ）ためである。）（実施例５）第９図は第４の発明の一実施例を示す図であり、第２の
発明の回路圧、コイル電流（ｉ）を検出すると共に、こ
の検出電流が一定電流以上となるとトランジスタ（Ｑｌ
）がオンしないようにスイッチング制御回路（１りを制
御する過電流保護回路（５）を付加したものである。上
述の電流保護回路−について詳述する。例えばトランジ
スタ（Ｑ、）（Ｑ３）の制御が不能となったとき、を−
タコイル（Ｉωに過大な電流が生じ、抵抗（Ｒ，）Ｋ通
常電流時より高い電圧が発生する。すると、この抵抗（
Ｒ１）の電圧はタイオード（Ｄ７）を介して、コンバレ
ータコに入力される。ここで、タイオード（Ｄ、）（Ｄ
Ｉ）は他のモータコイル等のためのタイオードである。

このコンパレータのでけステラピンクモータ（６）の七
−タ特性を維持する最大許容コイル電流以下に相当する
基準電圧（Ｖｚ３）と、前記抵抗（Ｒ１）の電圧（Ｖ　
Ｒ，）とを比較し、基準電圧（Ｖ！３）以上のとき、コ
ンバレータコの出力が生じ、この出力にてタイマ＋２４
１が動作し、ハイレベルを出力する。ここで、このタイ
マ訓は単安定マルチパイプし一タで構成されている。こ
のタイマ□□□のハイレベルによりトランジスタ（Ｑｌ
）がオンする。このトランジスタ（Ｑｌ）のコしフタは
抵抗（Ｒ１０）を介してコンデンサ（Ｃ８）に接続され
ているため、コンデンサ（Ｃ３）に充電されている電荷
が抵抗（Ｒｌｏ）とトランジスタ（Ｑ６）とを介して放
電される。すると、ＰＵＴ（Ｑｌｌ）がオフすると共に
スイッチング制御回路（Ｕ）がオフし、トランジスタ（
Ｑｌ）が不動作となる。このため、降圧チョッパ回路（
９）の出力電圧が下がること忙よシ、コイル電流も減少
する０そして、タイマ（ハ）に予め設定された一定時間
後に、タイマ３４）の出力はローレベルになり、トラン
ジスタ（Ｑｌ）がオフし、実施例２にて説明したと同様
の動作によシ、ＰＵＴ（Ｑｓ）がオシし、スイッチング
制御回路（１１）が再度始動し、トランジスタ（Ｑｌ）
が動作することで正常状態に戻る。もし、タイマ（至）
の設定時間内にトランジスタ（Ｑ２）と（Ｑ、）との制
御が正常状態となっていなければ再びすぐに上述の動作
を繰返す。したがって、本発明によシ、もしも例えば、
定電流制御回路Ｏ乃等が破壊されたとしても、コイル電
流を検出して本実施例の過電流保護回路（２）が働くこ
とによシ、モータコイル（１０１Ｋ過大電流がほとんど
流れないので、最悪でもステッピンジ七−タ（６）のｔ
−夕特性を保護することができる。ここで、モータ特性
の保護とは、例えば永久磁石型のステ・リビング七−夕
の場合、過大コイル電流による磁束により、永久磁石の
残留磁束が打消され、磁石の磁気特性が破壊されること
等を保護することである。

〔発明の効果〕

第１の発引け、整流平滑回路の出力にスイッチング素子
と環流用タイオードとの直列回路を並列接続すると共に
、タイオードの両端にチョークコイルと平滑用コンデン
サとの直列回路を並列接続した降圧チョッパ回路と、ス
イッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング
制御回路と、前記平滑用コンデンサの直流電圧を交流電
圧に変換すると共にモータコイルに定電流のコイル電流
を供給する定電流駆動回路とを有しているため、トラン
ス等を用いた従来回路知比べて、重量が小さくなるとと
もに形状がかさげることがなく、降圧チョッパ回路で降
圧を行っているため、定電流駆動回路の電圧負担が少な
く、かつスイッチングロスも小さくでき、電圧変換回路
を用いた場合のように、定電流駆動回路の入力電圧の確
立が遅れ、ステッピングモー夕の加速性を犠牲にする必
要がないため、ステッピング七−夕の高加速性を最大限
に得ることができる。また、定電流駆動回路を使用して
いるため、コイル電流を定電流化できるので、ステッピ
ングモータのマイクロ・ステップも精度良く得られ、コ
イル抵抗の異なる各（ｌｉｅ−タにも、何等仕様変更の
必要なく使用できるという効果を奏する。

第２の発明＃−ｉ整流平滑回路の電圧を第１の抵抗と第
２の抵抗とで分圧して基準電圧を発生する基準電圧発生
回路と、整流平滑回路の電圧を第３の抵抗を介して充電
用コンデンサに充電する充電回路と、充電回路の充電用
コンデンサの両端電圧が基準電圧発生回路の基準電圧以
上のとき充電用コンデンサの両端電圧をスイッチング制
御回路に印加する比較スイッチ回路と、降圧子ヨッパ回
路の出力電圧をタイオードおよび抵抗を介して充電用コ
ンデンサに印加する帰還回路とを有しているので、第１
の発明の効果に加え、スイッチング制御回路、・り制宿
１７Ｆ−ｆ、源の消費電力を小びくするこ、とができる
りｂ果を奏する。

第３の発明は、降圧チョッパ回路の圧力′屯王の変「の
を険ｄ１、すると共？て、降圧チョッパ回路のｄ−ｊカ
′１ｉ−ｊ圧が一定電圧以上・定上昇したさきスイッチ
ンジ素子のオン期間を短かくするようにスイッチング制
御回路を制御する定電圧制御回路とを有しているため、
整流平滑回路の出力電圧知合まれるリップル分を減少し
た降圧チョッパ出力を得るこ吉ができるため第１の発明
の効果に加えてステツピンジ七−夕のうなり現象等の発
生を防止できる効果を奏する。

第４の発明はコイル電流を検出すると共に、この検出電
流が一定電流以上となる吉スイツチンジ素子がオン１〜
ないよってスイッチング制御回路を制御する過電流保護
回路を有しているため、過大なコイル電流が流れ続ける
ことがないので、第１の発り１の効果に加えて、最悪で
も、ステラヒンジを一夕のモータ特性の保護をすること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の発明の実施例を示す概略回路構成図、第
２図は同上の具体回路図、第３図は同上の要部の動作説
明図、第４図は第２の発明の実施例の主要部の回路構成
図、第５図は第３の発明の実施例の主要部の回路構成図
、第６図は同上の動作説明図、第７図は同上の他の実施
例の主要部の回路構成図、第８図は同上の「Ｊ作説明図
、第９図は第４の発明の実施例の主要部の回路構成図、
第１０図乃至第１３図は従来例の概略回路構成図である
。（３）はドライバ、＋５１　ｆｄステッピンジ七−タ
、（６）は商用電源、（７）は整流平滑回路、世≠＃キ
乎ボ＝＃（９１け降圧チョッパ回路、（１１）はスイッ
チング制御回路、（１３）は基準電圧発生回路、０４）
は充電回路、θ５）は比較スイッチ回路、（１６１は帰
還回路、（Ｉηは定電圧制御回路、（２ｚは過電流保護
回路、（Ｑ、）はトランジスタ、（ＤＩ）はタイオード
、（Ｌ）はチョークコイル、（Ｃ２）、（Ｃ３）は］ン
ヂンサ、（Ｒ２）〜（Ｒ１）は抵抗である。代理人　弁理士　　石　１）長　七１　　　１力「　　　１可ニ第６図どＵ第８図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）商用電源と、商用電源電圧を整流し平滑する整流
平滑回路と、整流平滑回路の出力にスイッチング素子と
環流用ダイオードとの直列回路を並列接続すると共に、
ダイオードの両端にチョークコイルと平滑用コンデンサ
との直列回路を並列接続した降圧チョッパ回路と、スイ
ッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制
御回路と、前記平滑用コンデンサの直流電圧を交流電圧
に変換すると共にモータコイルに定電流のコイル電流を
供袷する定電流駆動回路とを有して成るステッピングモ
ータ駆動装置。
（２）商用電源と、商用電源電圧を整流し平滑する整流
平滑回路と、整流平滑回路の出力にスイッチング素子と
環流用ダイオードとの直列回路を並列接続すると共に、
ダイオードの両端にチョークコイルと平滑用コンデンサ
との直列回路を並列接続した降圧チョッパ回路と、スイ
ッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制
御回路と、前記平滑用コンデンサの直流電圧を交流電圧
に変換すると共にモータコイルに定電流のコイル電流を
供給する定電流駆動回路とより成るステッピングモータ
駆動装置において、整流平滑回路の電圧を第１の抵抗と
第２の抵抗とで分圧して基準電圧を発生する基準電圧発
生回路と、整流平滑回路の電圧を第３の抵抗を介して充
電用コンデンサに充電する充電回路と充電回路の充電用
コンデンサの両端電圧が基準電圧発生回路の基準電圧以
上のとき充電用コンデンサの両端電圧をスイッチング制
御回路に印加する比較スイッチ回路と、降圧チョッパ回
路の出力電圧を帰還用のダイオードおよび抵抗を介して
充電用コンデンサに印加する帰還回路とを有することを
特徴とするステッピングモータ駆動装置。
（３）商用電源と、商用電源電圧を整流し平滑する整流
平滑回路と、整流平滑回路の出力にスイッチング素子と
環流用タイオードとの直列回路を並列接続すると共に、
タイオードの両端にチョークコイルと平滑用コンデンサ
との直列回路を並列接続した降圧チョッパ回路と、スイ
ッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制
御回路と、前記平滑用コンデンサの直流電圧を交流電圧
に変換すると共にモータコイルに定電流のコイル電流を
供給する定電流駆動回路とより成るステッピングモータ
駆動装置において、降圧チョッパ回路の出力電圧の変動
を検出すると共に、降圧チョッパ回路の出力電圧が一定
電圧以上に上昇したときスイッチング素子のオン期間を
短かくするようにスイッチング制御回路を制御する定電
圧制御回路を有することを特徴とするステッピングモー
タ駆動装置。
（４）商用電源と、商用電源電圧を整流し平滑する整流
平滑回路と、整流平滑回路の出力にスイッチング素子と
環流用タイオードとの直列回路を並列接続すると共に、
タイオードの両端にチョークコイルと平滑用コンデンサ
との直列回路を並列接続した降圧チョッパ回路と、スイ
ッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制
御回路と、前記平滑用コンデンサの直流電圧を交流電圧
に変換すると共にモータコイルに定電流のコイル電流を
供給する定電流駆動回路とより成るステッピングモータ
駆動装置において、コイル電流を検出すると共に、この
検出電流が一定電流以上となるとスイッチング素子がオ
ンしないようにスイッチング制御回路を制御する過電流
保護回路を有することを特徴とするステッピングモータ
駆動装置。