JPS6177435A - 自動等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は伝送された信号から基準信号を抽出し、この
基準信号と伝送信号との比較結果にもとづきトランスパ
ーチルフィルタのタップ荷重量を制御して波形等化作用
を行なう自動等化器に係９、特に波形自動等化作用にお
いて系の発散や発振等の異常動作の発生を防止した自動
等化器に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

伝送された信号から周期的な基準信号を抽出し、この基
準信号と伝送信号間の比較を行ないトランスバーサルフ
ィルタのタップ荷重量を制御して波形等化を行なう自動
等化量の応用例として、テレビジ欝ン受像機におけるゴ
ースト除去装置が知られている（参考文献：村上ほか「
ディジタル化ゴースト自動消去装置」電子通信学会技術
研究報告ＥＭＣＪ７８−３７．１９７８年１１月）。

第１図は、従来の自動等化器をテレビジ曹ン受像機のゴ
ースト除去装置に適用した例の回路図を示す。

第１図において、入力ビデオ信号は入力端子１０に印加
され、タップ利得可変形のトランスバーサルフィルタ２
０で夫々のタップ付遅延素子２１に設けた荷重回路２２
に対してその荷重量を制御することにより波形等化され
た信号を加算器２３に得る。

タップ遅延素子２１の各タップ間の遅延時間Ｔ１は、ナ
イキスト間隔を満たすように設定されておシ、入力ビデ
オ信号の最高周波数の２倍の値の逆数よシ小さな値、例
えば０．１μｓに選ばれている。

タップ２２の総数は、消去するゴーストの遅れ又は進み
の時間幅の設定に応じて定められ、例えばタッグ総数を
１００　とすれば％　１０μｓの時間幅において発生す
るゴースト信号の除去を行ない得る。

上記各タッグ２２に設けた荷重回路２２は、該当する遅
延信号に対して所定量の荷重による重みづけを行なう掛
具回路であり、上記荷重量はタッグ利得と呼ばれている
。ここで主タップに対するタップ利得をＣｏ　、前ゴー
ストに対するタップ利得をＣ−Ｍ−Ｃ−＋、後ゴースト
に対するタップ利得をＣｌ−ＣＮで表わす。

上記タップ２２を有するトランスパーチルフィルタ２０
のタップ利得（Ｃｉ）（ＣＭ−ＣＱ−ＣＮの系列をＣｉ
　と表わす、）を、適宜制御することによって、入力端
子１０におけるゴースト信号成分ハ、トランスパーサル
フィルタ２０の加算器２３つ出力においては実質的に消
去される。上記加算器２３の出力は、信号切替器５０に
加えられ、出力端子３０にゴースト信号を消去した等化
信号を尋る。

このゴースト信号に対する波形等化は、上記り１プ２２
のタップ利得を制御することによりなされるが、タップ
利得の制御をゴースト信号成分が最小となるようにする
アルゴリズムには次に述べる最小２乗法、ゼロ７オーシ
ング法等があげられる。

波形等化作用について述べるに、先ず、入力端子１０か
ら印加された入力ビデオ信号から、タイミング制御回路
４４の制御のもとに、基準信号として着目する垂直同期
パルス前縁部の所定長を分離し、これを微分回路４０を
経て入力波形（Ｘｋ）として入力波形メモリ４１に記憶
する。一方、同時刻におけるトランスパーチルフィルタ
２０の出力に係るビデオ信号を抽出し、微分回路４２お
よび基準波形引算回路４３を経由した後に誤差信号［ｅ
ｋ）として誤差信号メモ！７４６に記憶する。上記誤差
信号（ｅｋ）は、上記タイミング回路４４の制御のもと
に基準波形発生回路４５の出力に得る基準波形（ｒｋ）
と上記微分回路４２の出力信号である（ｙｋ）の差分演
算を基準波形引算回路４３で行なうことＫより得る。

上記入力波形メモリ４１．誤差信号メモリ４６に記憶さ
れ九す／プル値系列である入力波形（Ｘｋ）、誤差信号
（ｅｋ）は、タイミング回路４４による所定タイミング
で絖み出されて、タップ利得修正演算回路４７によって
、 なわれる、ここで上記において、相関演算範囲（Ｐ、　
Ｑ）　　は通常、Ｐ−２Ｍ、Ｑ−２Ｎ程度にとる。

（１）弐による相関演算結果は、ｉ番目のタッグ２２に
検出されるおおよそのゴースト信号成分の大きさを示す
。

このようＫして得た相関演算結果は、タップ利得メモリ
４８に、各タップに対応して記憶されるが、その初期値
はＣ０−１，Ｃ−ｎ　−Ｃ−１，ｏ、　Ｃ１〜ＣＮ−〇
でおる。

上記第（１）式の演算が１−−ｆｖｉ−Ｎうちの１つの
ｉについて終る毎に、上記タップ利得メモリ４８からタ
ップ利得ｅｉ　を読み出し、これに対してＣｉ、　ｎｅ
ｗ−Ｃｉ、　　ｏｌｄ−ａｄｋ・・−＝−＝−（２）（
αは正の微小値） で表わされる修正を施した後にタッグ利得メモリ４８を
書き込む、この上記第（１）式、第（２）式に従う演算
は、１フイールドの間にすべての１に対して上記タップ
利得修正演算回路４７によって行なわれる。

これらの演算は、例えば新たな基準波形が受信されるた
びに（即ち、１フイールドに１回）繰返し行なわれる。

上記の演算に従かいタップ２２に対する利得は修正が繰
返され、出力波形（ｙｋ）は基準波形（ｒｋ）に近づき
、最終的に誤差信号（ｅｋ）は所定値に収束する。

このとき出力波形（ｙｋ）は、 残ｌ１ｉＩ誤差を最小にするので、最小２乗法と呼ばれ
ている。

上記第（１）式及び第（２）式に従うアルゴリズムによ
れば、タッグ利得値（Ｃｉ）は原理的には所定値に収束
するが、実際にはトランスバー丈ルフィルタ２００周波
数特性が理想的でないためにタップ利得は必ずしも一定
値に収束しない。タップ利得に対する逐次修正制御開始
後、当初のある時間まではタップ利得値は所定量に向か
って変化するが、時間の経過にともないタップ利得（Ｃ
ｉ）は次第に発散し自動等化量が異常動作を起こす場合
がある。

％に、）ランスバーサルフィルタ２０がフイードバクク
接続であると出力信号が発振状態となシ、自動等化器が
異常動作を起こす場合がある。

また、タップ利得修正アルゴリズムを最小２乗法によら
ず、上記第（１）式、第（２）弐Ｋかえて、Ｃｉ、　ｎ
ｅｗ　＆　Ｃｉ、　ｏｌｄ−ａｅｉ−・−・・・−（４
）にヨッテタップ利得を修正する所謂ゼロ７オーシング
ニヨる場合にあっても、最小２乗法による場合と同様、
発振等による自動等化作用に異常をきたす。

これらの異常動作に対処すべく、従来は第１図に示すよ
うに、トランスバーサルフィルタ２０の出力側に異常動
作検出回路６０を設けて、自動等化作用が発振等により
異常となった場合は上記異常動作検出回路６０でこれを
検出する。この異常動作検出回路６０の検出結果は信号
切換器５０を制御し、異常状態が検出された場合には、
出力端子３０は端子５０から端子５１に切換えられる。

このとき、入力端子１０に加えられたビデオ信号は出力
端子３０に直接導出され波形等化動作は停止する。

ここで、上記異常動作検出回路６０は、レベル検出回路
６１．レベル判定回路６２よシ構成されており、自動等
化作用に異常があるときにはトランスバーサルフィルタ
２０の出力電圧が変動することに鑑みトランスバーサル
フィルタ２０の加算器１１の直流電圧レベルのレベル変
化をレベル検出回路６１で検出し、この検出された直流
電圧レベルをレベル判定回路６２で判定して上記信号切
振器５０に対する制御信号を発生する。（このような異
常動作検出方式は例えば特開昭５６−６９９７３号公報
「テレビジランゴースト除去装置」に記載されている。

） 上述した従来の自動等化器では、トランスバーサルフィ
ルタ２０の加算器１１の出力を検出しているため異常動
作の検出に対する検出感度が悪く、異常動作の検出が遅
れるという問題が発生する。

このため、ゴーストの位相変動に起因し入力信号での歪
よりトランスバーサルフィルタの出力の歪が犬きくなる
場合が発生し、しか４，１２Ｅ形自動等化作用が不安定
となシ当該歪信号がそのまま出力され、結果的に入力歪
信号も更に歪ませた信号をそのまま出力してしまうこと
になる。

〔発明の目的〕

この発明は上記の点にｔＭみて、自動等化器において、
系の発散や発振等の異常動作の検出を適宜性ない、入力
歪に対し出力歪が大きくなった場合にはそれを即座に検
出して出力側に過大歪信号が導出されるのを防ぎ得る自
動等化器を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

この発明では、自動等化器の入力端側の歪、出力端側の
歪を検出し、この検出結果に応じて入力側に対し出力＠
Ｊ歪が相対的に犬きくなったことを検知して、検知結果
に対応してタップ利得の修正動作を制御し系が不安定と
なるのを防止する。

これによって糸が発散するのを防止する。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照しこの発明に係る自動等化量の実施例
について説明する。

第２図は、この発明に係る自動等化器の一実施例を示す
回路図であ）前述の第１図に示した構成と対応する部分
については同一符号を付しその説明を省略する。

第２図において、タップ２２１Ｃ対する利得制御自体は
第１図に述べた自動等化器と同様の手段で制御されるが
、自動等化作用に対する異常動作検出手段及び信号切換
器５０に対する制御方法が第１図に示した従来の自動等
化器に比べ異なる。

そこで、第２図に示した自動等化器に対する異常動作検
出手段について述べる。第２図に示す自動等化器では、
その異常動作の検出は、遂次入力波形（Ｘｋｌと出力波
形（ｙｋ）とを比較する。即ち比較回路７０では入力信
号における垂直同期信号のパルス前縁部の所定長の長さ
をもつサンプル値系列（ｘｋｌ！：、）ランスバーサル
フィルタ２０の出力信号における垂直同期信号における
パルス前縁部の所定長部分に対するサンプル値系列（ｙ
ｋ　）の両テンプル値系列を比較回路７０で比較する。

ここで波形歪量を例えば、サンプル値系列の絶１ｘｉｌ
で示され、一方トランスパーサルフィルタ上記比較回路
７０は、上記入出力信号の波形歪量に対して次式で表さ
れる減算を行なう。

ここで、定数Ａ１は信号のＳ／Ｎ、入出力信号の歪量に
対するオフセット値としての歪量しきい値である。即ち
、上記第（５）式の減算部のみでは、演算結果の符号が
鋭敏に変化するのでＡ１なる項で定まるしきい値で所定
の不感領域を設けている。

よる影響を抑えて両者の差分結果が有意差をもつものと
する為定数Ａ１を加算している。

上記比較回路７０の出力は、信号切換器５０ｉ対する制
御信号を発生する判定回路７１に供給される。上記第（
５）式の値Ｕ１が負になると、この場合入力信号の歪の
方が出力信号の歪より少さいこトラ示し、トランスバー
サルフィルターが自動等化器として機能しておらず、自
動等化器は異常状態となっている。このとき信号切換器
５０には出力端子３０と端子５１とを接続する制御信号
が上記判定回路７１よシ出力される。

これとは逆に上記第（５）弐による演算結果Ｕ１　　が
正の値、或は零となった場合には、トランスパーチルフ
ィルタ２０の出力の歪は、入力側での歪より小さく、自
動等化器は正常に等化作用を行なっておシ、判定回路７
１は自動等化器は正常であると判定し、上記信号切換器
５０に対して出力端子３０をトランスバーサルフィルタ
２０の出力端子５２側に接続し自動等化動作を継続する
。

このように入力波形と出力波形との比較を遂次的に行な
うので、所定の感度をもって系の異常を判定できる。な
お、異常検出の感度は、上記第（５）式中の定数項Ａ１
　の値を選定することによって調節できる。このように
入力波形と波形等化を行なった後の波形との大小を比較
し、比較の結果出力波形の方が大となるときには、自動
波形等化に関する系が不安定と判定して自動等化動作を
停止して、上記信号切換器５０を端子５１側に接続し出
力端３０には波形等化処置をしていない原信号をその１
１導出するようにする。いいかえると、自動等化の系が
不安定であると判定された場合には波形等化動作を行な
わず原信号を出力端に導出することで不安定な信号が導
出されるのを防ぐ。

第３図は、上記第２図における比較回路７０及び判定回
路７１の詳細を示す回路図であり、上記比較回路７０は
加減算器１０１．　シフトレジスタ１０２、ラッチ回路
１０３．１０４．減算器１０５．加算器１０６、歪量し
きい値発生回路１０８より構成され、上記加算器１０６
の出力端は判定回路７１を構成する正負判定回路１０７
に接続され、その出力は端子１０９に導出される。

このように構成された上記比較回路７０及び判定回路７
１は、上記第（５）式に示した演算を行なう。

先ず、比較回路７０の入力端子１００に原信号を微分回
路４０で微分した信号が印加され、加減算器１０１とシ
フトレジスタ１０２とにより入力波形に対に＋ して　Ｅ　　１ｘｉｌが求まシ、この値はラッチ回路ｍ
０ １０３を介してラッチ回路１０４にラッチされる。次に
、同様にして上記端子１００にトランスパーサルフィル
タ２０の出力を微分回路４２によって微分した信号が加
わると、加減算器ｌｏｔとシフトレジｌ スタ１０２とにより　Σ　ｌｉ　ｌが求まシ、ラッチ回
［■Ｏ の値を得る。次にこの値に対して、歪量しきい値発生回
路１０８で発生し九値Ａ１　が加算され、上記Ｍ（５）
式に示したＵｌの値を上記加算器１０６の出力に得る。

そして、この演算結果は判定回路７１の出力端１０９ｉ
Ｃ出力され、この出力によって上記信号切換器５０の切
換が制御される。

第４図は、この発明の他の実施例を示す回路図であり、
自動波形等化作用自体は上記第（８）、　（４）式等に
従がリアルプリズムに従って行なわれる。また、同図に
おいて比較器７０は、上記第（５）式による演算により
入力端子１０１ｔｌと出力端子３０側との歪量の大小関
係を比較する。

この第（５）弐による比較演算結果の値Ｕ１が正か零の
場合、次段の判定回路７２は、自動波形等化動作が正常
であると判定し、スイッチ７３の接続端子７４．７５　
の夫々は夫々端子７６、７８側に接続される。即ち、上
記比較回路７０の出力が正又は零であるときＫは、上述
し次第（８）式或は第（４）式に従がう通常のアルゴリ
ズムによって波形等化作用が行なわれる。

一方、上記入力側での歪量に対し、出力側での歪量が大
きくなシ上記比較回路７０の出力が負の値となったとき
は、判定回路７２は、リーク付タップ利得修正演算を行
なうことで系の発散を防止する。即ち、系が不安定とな
ったときは上記タップ利得修正演算回路４７でタップ利
得修正アルゴリズムを行なわず、リーク付タップ付利得
修正演算回路８０によってタップ利得修正のための演算
を行なう。

系が不安定であると検出されたときに、上記リーク付タ
ッグ利得修正演算回路８０は、上述した第（２）式に示
すアルゴリズムに代え、″による、タップ利得修正制御
に微少なが−ク（第（７）式におけるβ、または第（８
）式に示すｔ）ｔ−付加するリーク付タップ利得修正演
算を行なう。この場合タップ利得修正にあたシ、新しい
修正量を以前の修正量を用いて決めるという基本的な考
えは上記第（２）式と同様であるが、上記第（７）式、
第（８）式等で示されるリーク付タップ利得得正では、
新しい修正データを決めるＫあたって、以前のデータに
所定の減衰係数を掛けて新しい修正データを定める点が
、第（２）式によるタップ利得修正と異なる。

上記第（７〕式、第（８）式で示すリーク係数β、ｔを
大きくすると、タップ利得（Ｃｉｌの増加は抑えられ、
修正量（Ｃｉ）の増加は抑圧される。第（８）式の場合
には、第（′Ｔ）式で示した比例制御の場合に比して、
修正量の抑圧を離散的に行なう点が異なシ修正動作が過
敏に行なわれるのが阻止される。

このように第４図に示す実施例においては、タップ利得
修正演算を上記比較回路７０及び判定回路７２によって
系が不安定になったことを検出してリーク付タップ利得
修正演ｇＫ代えることにより、タップ修正量の変化を抑
圧して系の発散を防ぐ。

なお、系の発散を防ぐためリーク付タップ利得修正を行
なう例を説明したが、上記判定回路７２の出力に従がい
、系が不安定であることが検出された場合にはタップ利
得修正演算動作を停止するようにしてもよい。

第５図に示す実施例は、系が不安定であるか否かの判定
を出力端子３０側の出力信号のサンプル値系列（ｙｋ）
に対する波形歪量を時系列的に求め、その歪量を所定の
一定値と比較することによって行ない、その出力で判定
回路７１を制御する。

即ち、比較回路８１で系が不安定であることの判別信号
を発生すると、判定回路７１は信号切換器５０を切換え
、自動等化等用を行なわない入力原信号を出力端子３０
に導出する。ここで、次系列的な上記比較回路８１の動
作について説明すると、先ず波形等価動作開始直後の第
１フィルド図■ での出力端側の波形歪量をＹとする。波形等価動作直後
の第１フイールド目では、タップ利得修正。

動作はまだ行なわれず、入力信号はそのまま出力端側に
現われる。この第１フイールド目におけるトランスバー
サルフィルタ２０の各タップに現われる歪をｙｌ、１と
すると、その絶対値の総和また、第１フイールド以降の
フィールドに対し−て、上記サンプル値系列の絶対値の
和を用いて、次式で示される８ （を謹２．　３．　４　　・・・・・・・・　）量Ｕ２
を求める。（なお、Ａ２は、前述した歪量しきい値に相
当する。）この演算は比較回路８１においてなされ、演
算結果Ｕ２が正又は零であることによって系が不安定で
あることが検出され、この場合、判定回路７２はスイッ
チ７３を切換えて、前述したリーク付タップ利得修正を
トランスバーサルフィルタに対して行なって、タップ利
得の増加を抑えて系の安定を図る。また、上記演算結果
Ｕ２がＵｓ　＞ＯのときＫは通常のタップ利得修正を行
なう、このようＫして、上記第αＯ弐に従かう弐によっ
て系の安定が図られるが、自動等化なる量を求めてこの
値を基準に、第ｎフィールドと比較して、 なる演算 結果で上記スイッチ４８を制御するようにしてもよい、
この場合にはｇｉｉ式の右辺第１項は成る程度ゴースト
が消えたときの出力サンプル値系列和であるので、基準
値として上記第００式の場合の初期値を適用する場合に
比べて適切である。

また、更に第１弐において右辺の第１項目のパラメータ
ｎを固定値とせずに変動パラメータとすると、この第１
項目は常に歪が軽減された変動値の少ない値を基準値と
して設定できる。このように変動量の少ない値を基準と
して系の安定性を判定するので、系が不安定であるにも
拘らず自動等化作用を断続して系の不安定を助長するの
を防止できる。

〔発明の効果〕

以上の述べたように、この発明によれば、系の不安定に
つながる条件を適格に検出し、この検出結果に応じて自
動等価作用の停止乃至タップ利得修正の制御を行ない。

安定に自動波形等化作用を行ない自動等化量を提供し得
るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自動等化器を示す回路図、第２図はこの
発明に係る自動等化器の一実施例を示す回路図、第３図
は第２図の回路の一部を詳細に示す回路図、第４図及び
第５図はこの発明の他の実施例を示す回路図である。 １０・・・入力端子、　　　１１・・・加算器、２０・
・　トランスバーサルフィルタ、３０・・・出力端子７
０、７２．７３．８へ８１　　・・・タップ利得修正制
御手段。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力端子に印加された所定周期の基準信号を含む伝送入
   力信号から、前記基準信号に対応する参照信号を抽出し
   、この参照信号に対応する伝送歪を受けた歪信号との誤
   差を所定の演算により検出して誤差信号を発生する手段
   と、 この誤差信号に応じて所定アルゴリズムに従がうタップ
   利得修正演算により所定遅延時間毎にタップ荷重量が制
   御されるトランスバーサルフィルタと、 このトランスバーサルフィルタの各タップ出力を加算し
   、前記入力端子に印加された伝送信号に対して波形等化
   された信号を出力する出力端子を有する加算器と、 前記入力端子側の歪量に対し前記出力端子側の歪量が大
   きさが大きくなって系が不安定となっていることを検出
   する検出手段と、 この検出手段によって系が不安定であることが検出され
   たときに、タップ利得修正のアルゴリズムを変更してタ
   ップ利得の修正動作の抑圧動作をするか、或は前記入力
   信号に対して波形等化作用を行なわない信号を導出して
   系の状態に拘らず前記出力端子に不安定な信号の導出が
   行なわれるのを防止するタップ利得修正制御手段とを少
   なくとも具備したことを特徴とする自動等化器。