JPS6165114A - 容量式変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、圧力、差圧等の被測定量に応じてダイアフラ
ム等が変位し、この変位により電極間の間隔が変化して
こられら電極間の容量が変化する可変コンデンサと、前
記変位に応動しない一定容量の基準コンデンサとを有す
る検出部を用いた容量式変換Ｖ装置に関する。

〈従来の技術〉 第１５図は従来の容量式変換装置における変換回路の具
体例を示す回路図である。図中、検出部１０は、被測定
量に応じて容ｆｆ１ｃ１が変化する可変コンデンサ１１
および一定容量Ｃ２の基準コンデンサ１２を含み、発振
器２０から与えられる発振出力により、それぞれの容量
値に応じた交流電流ｉ１．ｉ２がこれらコンデンサに流
れる。交流電流１１は′Ｍ流用ダイオードＤ１．０２と
平滑用コンデンサＣｆ１および抵抗Ｒ１からなる検波回
路３１で整流平滑され、抵抗Ｒ１の両端に次式で示ずよ
うな、容ｆｉｌＣ１対応した直流電圧Ｅ１が生ずる。

Ｅ１＝ｆ−ｅＢ−Ｒ１・Ｃ１・−（１）但し、ｆ：発振
器２０の発掘周波数、ｅＢ：発振器２０の発振出力の振
幅。

また、交流電流１２は整流用ダイオードＤ３゜Ｄ４と平
滑用コンデンサＯｆ２および抵抗Ｒ２からなる検波回路
３２で平滑され、抵抗Ｒ２の両端には（２）式で示すよ
うな容ｆｆ１ｃ２に対応した直流電圧Ｅ２が生ずる。

Ｅ　２　＝　ｆ　−ｅ　Ｂ　−Ｒ２・Ｃ２−（２）そし
て、差動増幅４八を用いた制御回路４０で直流電圧Ｅ１
が基準電圧ＥＳと等しくなるように発振器２ｏの発振出
力を制御することによって、発振出力の振幅ｅＢの影響
を除去し、抵抗Ｒ２の両端に生ずる直流電圧Ｅ２が次式
の関係を満足するようにしている。

Ｅ２−（（Ｒ２・Ｃ２・Ｅｓ）／ （Ｒ１・Ｃ１））　・・変換装置 。（３）一方、検出部１０は例えば第１６図に示すよう
に構成されている。本図において、ガラス等の絶縁体１
３と対向して、一部にダイアフラム部１４ａが形成され
たシリコン基板１４が配置されている。シリコン基板１
４には共通電極１５が設けられ、ダイアフラム部１４ａ
の共通電極１５が可動電極１５ａとして働き、他の部分
が固定電極１５ｂとなる。また、絶縁体１３には共通電
極１５と対向して固定電極１６と１７が同心円状に設け
ら机ている。シリコン基板１４の外側は大気圧とされて
いる。

したがって、絶縁体１３の間口１３ａを介して与えられ
る被測定圧力Ｐに応じてダイアフラム部１４ａが変位し
、その変位に応じて可動電極１５ａと固定電極１６間に
形成される可変コンデンサ１１の容ｆｆ１ｃ１が変化す
る。一方、固定電極１５ｂと固定電極１７間に形成され
る基準コンデン［す１２の容ｆｆ１ｃ２はダイアフラム
部１４ａの変位に九′、関係に一定である。

可変コンデンサ１１の容ａｔｃｉは、可動電（４１５ａ
の変位置Ｘに対し、ｘ−Ｑのときの初期容量をＣＯ１可
動電極１５ａと固定電極１６間の基準間隔（Ｘ−０のと
きの間隔）をｄとすると、０ｌ−Ｃｏ変換装置。（ｄ／
（ｄ＋ｘ））・・変換装置。（４）で与えられる。基準
コンデンサ１２の容ｆｆ１ｃ２を初期容けＣＯと等しく
選んだ場合、直流電圧Ｅ２は、 Ｅ２−　（Ｒ１／Ｒ２＞ 変換装置。（１＋（ｘ／ｄ））・ＥＳ・・変換装置。（
５）となり、出力ＥＯＵ　ｔに電極間の間隔に比例した
直流電圧Ｅ２が１ｑられる。

しかしながら、（１）可変コンデンサ１１には固定電極
１６と基準点間に存在するストレイ容量Ｃ５１、可動電
極１５ａと基準点間に存在するストレイ容ｆｆ１ｃｓ２
、並びに可動電極１５ａと固定電極１６間に並列に存在
するストレイ容量Ｃ３３がある。ストレイ容ｆｆ１ｃｓ
２は発振器２０の出力インピーダンスが低くければ特に
問題にならないが、他のストレイ容量は直線性を劣化さ
せる原因となる。

（２）可変コンデンサ１１の容けｃｌが例えば１０ｐＦ
程度と微小容量の場合には、整流ダイオードＤＩ、Ｄ２
の２ｐＦ程度ノ並列容ｆｆ１ｃＤ、並びにこられダイオ
ードの順方向電圧ＥＤ　（＝０゜６Ｖ）の影響を受ける
。

（３）これら整流ダイオード以外の他の使用部品の温度
変動による影響を受け、可変コンデンサ１１の微小変位
を精度良く直流信号の変ｊ条することが出来なかった。

〈発明が解決しようとする問題点〉 本発明が解決しようとする第１の技術的課題は、固定電
極１６と基準点間に存在するストレイ容量等、可変コン
デンサ１１におけるストレイ容量の影響を除くことにあ
る。

本発明が解決しようとする第２の技術的課題は、前記整
流ダイオードの並列容量および順方向電圧の影響を除く
ことにある。

本発明が解決しようとする第３の技術的課題は、使用部
品等の温度係数による温度誤差の影響を除くことにある
。

〈実施例７・ 以下図面に従い本発明の詳細な説明する。第１図は本発
明の第１の実施例装置を示す回路図である。図中、第１
５図及び第１６図における要素と実質的に同じ要素には
同一符号を例しこれらについての説明は省略する。検出
部１０の共通電極１５は発振器２０に接続されている。

検波回路５１は第１の電流回路を構成プるムのであって
、演ｑ増幅器Ａ１と、その出力を反転入力端子（−）に
帰還するための整流ダイオードＤ５．０６と抵抗Ｒ３お
よび平滑コンデンサＣｆ３からなる帰還回路を有してお
り、演算増幅器Ａ１の反転入力端子（−）には可変コン
デンサ１１の固定電極１６が接続され、非反転入力端子
（＋）は基準点に接続されて、可変コンデンサ１１の容
量Ｃ１に応じた交流電流１１を整流し、ダイオードＤ６
と抵抗Ｒ３の接続点に直流電圧Ｅ１を得るものである。

検波回路５２は第２の電流回路を構成するものであって
、演算増幅器Ａ２とその出力を反転入力端子（−）に帰
還するための整流用ダイオードＤ７゜０８、抵抗Ｒ４お
よび平滑用コンデンナＤｆ４の帰還回路とを有しており
、演算増幅器Ａ２の反転入力端ｊ（−）には基準コンデ
ンサ１２の固定電極１７が接続され、非反転入力端子（
＋）は基準点に接続されて、基準コンデンサ１２の容量
Ｃ２に応じた交流電流１２を整流し、ダイオードＤ８と
抵抗Ｒ４の接続点に直流電圧Ｅ２を得るらのである。制
御回路４ｏは、演算増幅器△３とその帰還回路に接続さ
れた積分コンデンサＣＩとからなる積分器で構成されて
おり、演算増幅器Ａ３の反転入力端子（−）に抵抗Ｒ５
を介して印加される直流電圧Ｅ１と、抵抗Ｒ６を介して
印加される負の基ｌＩ！電圧Ｅ’ｓとを加算積分し、そ
の出力で発振器２０を制Ｊｉｆｆする。

このような構成により、検波回路５１．５２を構成する
演ｉ増幅器Ａ１．Ａ２の反転入力端子（＝）は負帰還に
より常に基準点の電位に保たれる為、固定電情１６と基
準点間に存在するストレイ容ｆｆ１ｃｓ１には電流が流
れず、この部分のストレイ容量の影響が排除される。

第２図は本発明の第２の実施例装置を示す回路図、第３
図はこの装Ｕで使用される検出部の溝或図である。検出
部１ｏには絶縁体１３上にリング状のガード電極１８が
固定電極１６と１７との間に設けられており、ガード電
極１８は基準点に接続されている。変換回路の構成は第
１図に示す実施例装置の場合と全く同じである。

このような構成により、可変コンデンリ１１の固定電極
１６の外側にリング状のガード電極１８を設けているの
で、可変コンデンサ１１の可動電極１５ａと固定電極１
６間のストレイ容量Ｃｓ３の影響が除去され、可変コン
デンサ１１の固定電極１６とガード電極１８間のストレ
イ容ｆｆ１ｃｓ１に電流が流れない為、検波回路５１に
は可変コンデンナ１１の容ＩＣ１を流れる交流電流＋１
がそのまま流入する。また、検波回路５２にも基準コン
デンナ１２の容ｆｆ１ｃ２を流れる交流電流１２がその
まま流入する。検波回路５１で゛交流電流１１を整流し
て得た直流電圧Ｅ１が抵抗Ｒ５を介して制御回路４０の
積分器に与えられる。、積分器は検波回路５１の出力電
圧Ｅ１に基づく電流Ｅ１．／Ｒ５と基準電圧Ｅｓｌ、：
基づく電流ＥＳ／Ｒ６どの差が零となるように発振器２
０の光１ｉ出力を制御ツるので、検波回路５２の出力Ｅ
２は次の式で表わされる。

Ｒ２−（（Ｒ４・Ｒ５・Ｃ２）／ （Ｒ３・　Ｒ６・　Ｃ１ン　）Ｅｓ ・・変換装置。（６） そして、可変コンデンサ１１の容量Ｃ１がＣｏ　［ｄ／
　（ｄ＋ｘ）Ｊで与えられるため、Ｒ２は、 Ｅ２＝　（（Ｒ４・Ｒ５・Ｃ２）／ （Ｒ３・Ｒ６・Ｃｏ））　　・　（１←　（ｘ／ｄ））
・　ＥＳ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・
・・　（７）となり、Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｃｏ、
Ｃ２゜ｄおよびＥＳが一定であるので、可変コンデンサ
１１の可＃ｌ電極ｉ５ａの変位量に正確に対応したもの
となる。

なお、上述では、検波回路５２の出力Ｅ２を出力信号と
して取り出す場合を例示したが、第４図に示す本発明第
３の実施例装置のように、Ｒ２−Ｅｌを出力信ｔｉｉＥ
ｏｕｔとして取り出すようにすれば、［：ｏｕｔは、 Ｅｏｕｔ＝　（（Ｒ６・Ｅｓ）／Ｒ５）　変換装置。（
（Ｒ４・Ｃ２−Ｃｏ−Ｒ ３）・ｄ＋（Ｒ４・Ｃ２・Ｘ））／ （Ｒ３・ＣＯ・ｄ）　　　　・・変換装置。（８）ここ
で、 （Ｃ２／Ｇｏ）　　・　（Ｒ４／Ｒ３）＝１・・・　（
９）を満足させれば、出力信号Ｅｏｕ　ｔは、Ｅｏｕｔ
＝（（Ｒ６・Ｒ４・Ｃ２）／ Ｒ５・Ｒ３・Ｃｏ）変換装置。（ｘ／ｄ）・ＥＳ・・・
〈１０） となり、変位ｆｆ１ｘが零のとき、Ｅ　Ｏｕ　ｔ　ｔ１
零にできる。

尚、上記実施例では、検出部１ｏのシリコン基板１４側
に共通電極１５を設けた場合であったが、絶縁体１３側
に共通電極を設け、シリコン基板１４側に可動電極とガ
ード電極及び固定電極を同一　重訳に設けてもよい。

第５図は本発明の第４の実施例装置の回路図を示す。本
実施例の場合、前記整流ダイオードの並列容量および順
方向電圧の影響を除いた構成になっている。図中、第１
図乃至第５図における要素と実質的に同じ要素には同一
符号を付し説明は省略する。

５３．５４は各々チャージコンバータである。

チャージコンバータ５３は演軽増幅器Ａ４を有し、その
入力回路に可変コンデンサ１１が接続され、帰ヌ！回路
に互いに逆極性に接続された補償用ダイΔ−ドＤ９．Ｄ
ＩＯの並列回路と、容量値がＣａ１のコンデンサＣｆ５
と抵抗値がＲａ１の抵抗Ｒ７の並列回路が直列に接続さ
れ、その接続点が調整用コンデンサＣ３を介してコそン
に接続されている。チャージコンバータ５４は演筒増幅
器△５を有し、その入力回路に基準コンデンサ１２が接
続され、帰還回路に互いに逆極性に接続された補償用ダ
イオード０１１．Ｄ１２の並列回路と、容量値がＣａ２
のコンデンサＣｆ６と抵抗値がＲａ２の抵抗Ｒ８の並列
回路が、直列に接続され、その接続点が調整用コンデン
サｃ４を介してコモンに接続されている。６１．６２は
各々固定コンデンサで、６１にはチャージコンバータ５
３の交流出力ｅ１が印加され、６２にはチャージコンバ
ータ５４の出力ｅ２が印加される。整流ダイオード７１
ａ、７１ｂは固定コンデンサ６１を流れる交流電流１１
′を整流し、整流ダイオード７２ａ。

７２ｂは固定コンデン）Ｊ−６２を流れる交流電流ｉ　
２　＋　を整流する。

本実施例における第１の電流回路はチャージコンバータ
５３、固定コンデンサ６１、整流ダイオード７１ａ、７
１ｂで構成され、第２の電流回路はチャージコンバータ
５４、固定コンデンサ６２、整流ダイオード７２ａ、７
２ｂで構成されている。

制御回路４０では、整流ダイオード７１ａを流れる負の
直流電流■１と、基準電流ｉｓとを加算積分し、その出
力で発振器２ｏをｆｌｉｌｌ　ＩＩＩする。８ｏは電流
／電圧変換回路で、演算増幅器へ６とその帰還回路に接
続された可変抵抗ＶＲＩと平滑用コンデンサＣｆ７より
なっており、整流ダイオード７１ｂを流れる正の直流電
流ｒ１と整流ダイオード７２ａを流れる負の直流電流■
２とを加算し出力電圧Ｅｏｕｔに変換する。

ヂＶ−ジコンバータ５３．５４の帰還回路の時定数Ｃａ
ｌ　・Ｒａ１．Ｃａ２−Ｒａ２を発振器２０の発振周期
１／ｆより充分に大きく選べば、チャージコンバータ５
３，５４の出ノｌｅ１．ｅ２の振幅Ｅｌｐｐ、Ｅ２ｐ’
ｐは補償用ダイオードＤ９．Ｄ’１０．並びに０１１．
Ｄ１２の電圧降下による振幅が夫々２ＥＤあるので、 ・　　Ｅｌｐｌ）＝（（Ｃ１／Ｃａ１）・ｅＢｐｐ＋２
ＥＤ　　　　　　　　　　・・・　く　１１　）Ｅ２ｐ
ｐ−（（Ｃ２／Ｃａ２＞　・ｅ１３ｐｐ＋２ＥＤ　　　
　　・・変換装置。

（１２）となり、ｅｌは可変コンデンサ１１の容ｆｆ１
ｃ１に、Ｃ２は基準コンデンサ１２の容１０２に応じた
値となる。この出力ｅ１．ｅ２は夫々固定コンデンナ６
１．６２に印加され、これらコンデンサにはその容ｆｆ
１ｃｂｌ、Ｃｂ２に応じた交流電流１１′。

＋　２＋が流れる。この交流電流ｉ１’、ｉ２’　を整
流して（ｑた直流電流１１．１２は夫々次式で与えられ
る。

１１＝ｆ・　（Ｃｂｌ　（Ｅｌｐｐ−２６Ｄ）−４ＣＤ
−ＥＤ）　　　・・変換装置。

（１３）Ｉ　２　＝　、ｆ・　（Ｃｂ２　（Ｅ２ｐｐ−
２ＥＤ）−４ＣＤ−ＥＤ）　　　・・変換装置。（１４
）（１３）、（１’４）式に夫々（１１）、（１２）式
を代入すると、 １１＝ｆ−（Ｃｂｌ　（Ｃ１／Ｃａ１）・ｅｅｌ）ｐ−
４ＣＤ−ＥＤＪ ・・変換装置。（１５） １２＝ｆ　−１ｃｂ２　（Ｃ２／Ｃａ２＞−８［３ｐｐ
−４ＣＤ−ＥＤＪ ・・変換装置。（１６） となる。従って、固定コンデンサ６１．６２の容ｆｆ１
ｃｂ１．Ｃｂ２を可変コンデンサ１１の容量Ｃ１，Ｉ準
コンデンサ１２の容ｆｆ１ｃ２及びチャージコンバータ
５３，５４の帰還回路のコンデンサＣｆ５．Ｃｆ６の容
量ｃａ１．Ｃａ２より充分に大きく選び、 Ｃｂｌ　　（ＣＩ／Ｃａ　１）ｅＢ・ｏｐ＞４ＣＤ　−
ＥＤ・・・　（１７） Ｃｂ２　　（Ｃ２／Ｃａ２）ｅＢｐｐ＞＞４ＣＤ　　−
ＥＤ・・・　（１８） を満足させれば、直流電流（１，ｆ２は、＋１＝ｆ’ｃ
ｂ１（Ｃ１／Ｃａ１）　・ｅＢｐｐ・・変換装置。（１
９〉 １２−ｆＣｂ２　（Ｃ２／Ｃａ２＞−ｅＢｐＩ）・・変
換装置。（２０） となり、整流ダイオードの順方向電圧ＥＤ及び並列容…
ＣＤの影響を除去することが出来る。

囚に、ＣＤ−２ｐＦ、ＥＤ−０，６Ｖ。

ｆ＝１００ＫＨｚ、ｅｓｐｐ＝３ｖｐｐ。

Ｃａ１−Ｃａ’２−１１ｐＦ、Ｇｏ−１１ｐＦであれば
、固定コンデンサ６１．６２の容量Ｃｂ１．Ｃｂ２を１
００ｐＦ程度に選べば、（１７）、（１８）式の関係を
満足さ仕ることができる。

制御回路４０の積分器は負の直流電流１１と正の基準電
流ＩＳとの和が雪になるように発振器２ｏの発振出力ｅ
Ｂを制御するので、次式の関係が成立する。

−ｆ−（Ｃｂｌ　−（ＣＩ／Ｃａ１） ・ｅＢｐｐｌ　＋　ｒｓ＝０ ・・変換装置。（２１） 一方、電流／電圧変換回路８０の出力端に生ずる出力電
圧Ｅ　ＯＬＪ　ｔは、可変抵抗ＶＲ１の抵抗１直をＲＯ
とすると次式で与えられる。

Ｅｏｕｔ＝ｆ−Ｒｏ　−（Ｃｂ２　（Ｃ２／Ｃａ２）−
Ｃｂｌ　（ＣＩ／Ｃａ１　）ｌ　−ｅＢｐｐ・・変換装
置。（２２） ここで、く２１）式を（２２）式に代入し、かつＣａ１
＝Ｃａ２＝Ｃａ、Ｃａ１＝Ｃａ２＝Ｃａとすると、出力
電圧Ｅｏｕｔは、 Ｅｏｕｔ＝（（、Ｃ２−０１）／Ｃ１）Ｒｏ・［Ｓ・・
変換装置。（２３〉 となる。

そして、Ｃ１＝ＧＯ変換装置。（ｄ／　（ｄ＋Ｘ））　
。

Ｃ２＝ＧＯであるから、ＥＯｕｔは、 Ｅｏｕｔ＝　（ｘ／ｄ）−Ｒｏ　ｌ　）ｓ・・・　（２
／′ｌ　〉 となり、可変コンテンツ１１の可動型４ｍ　ｌ　５　ａ
の変位量Ｘに比例したものとなる。

第６図は本発明の第５の実施個装δを示す回路図である
。第５図に示す本発明実施例装コの説明では、（１７）
、（１８）式の条件を満足するように回路定数を定め、
整流ダイオード７１ａ。

７１ｂ、７２ａ、７２ｂの順方向電圧ＥＤ及び並列容ｆ
ｆ１ｃＤの影響を除去する場合であったが、本実施例装
首はこれ以外の使用部品の温度誤差を補償する場合に有
効に利用することが出来る。

図中、第２図乃至第５図における要素と同じ要素には同
一符号が付されている。９０は温度補償回路である。温
度補償回路９０において、９１は温度検出回路で、安定
化された正の電源子Ｖと負の電源−７間に接続された周
囲温度センサ用ダイＡ−トＤ１３．Ｄ１４．Ｄ１５と抵
抗Ｒ９゜Ｒ１０，Ｒ１１の直列回路と、抵抗Ｒ１０の刷
子が入力に接続されたバッファ増幅器Ａ７とを有してい
る。９２は反転回路で、演痺増幅器へ８と、同じ（直の
２個のｊ氏抗Ｒ１２，Ｒ１３からなって１１３つ、ｆｉ
１度検出回路９１の出力が抵抗Ｒ１２を介して演算増幅
器△８の反転入力端子に接続されている。ＶＲ２はスベ
リ抵抗で、その一端は温度検出回路９１の出力端に、他
端は演鋒増幅器へ８の出力端に接続され、刷子が抵抗Ｒ
１４を介して制御回路４０の演算増幅器Ａ３の反転入力
端子に接続されている。

このような構成で、温度検出回路９１において、周囲温
度の上限温度ｔ　＋−１（例えば、７０’Ｃ）、下限温
度ｔＬ（例えば、−２０℃）と定め、その中間の温度、
例えば２５℃を基準温度１０どして、基準温度１０でバ
ッファ増幅器△５の出力端に生ずる電圧Ｅｔが基準点の
電位、即ち、雪になるように抵抗Ｒ１０の刷子を調整す
る。この状態に調整された温度検出回路９１では周囲温
度ｔと基準温度１０との差（１−１０＞に近似的に比例
する電圧Ｅｔがバッファ増幅器Ａ７の出力端に発生する
。この電圧ＥｔはダイオードＤ１３．Ｄ１４゜Ｄ１５の
順方向電圧降下の温度係数が負であるから、ｔ　＞　ｔ
　Ｑの領域で正、ｔ＜ｔＱの領域では負である。即ち、
上限温度ｔＨに対応するＥｔは正の最大性となり、ｔが
低下するにしたがって低減し、１＝１０で零となり、更
に、ｔが低下すればＥｔは負に転じ、下限温度ｔＬで負
の最大値となる。尚、温度センサとしてダイオードを利
用しているが、これに限定することはなく、必要に応じ
てトランジスタ、サーミスタ、或は抵抗の温度係数が比
較的大きい金属線等を使用することが出来る。

温度検出回路９１の出力Ｅｔは直接スベリ抵抗ＶＲ２の
一端に加えられるとともに、反転回路９２を介してスベ
リ抵抗ＶＲ２の他端に加えられる。よって、スベリ抵抗
ＶＲ２の刷子には周囲温度ｔと基ｉ５温度１０との差（
１−１０）に応じた温度補償（３号電圧Ｅｔ１を発生す
る。その人きさ、並びに極性はスベリ抵抗ＶＲ２の刷子
位置で容易に調整でき、しかも基準温度しＯでスベリ抵
抗ＶＲ２の刷子位置に関係なくＥｔｌは零である。

この温度補償信号電圧Ｅｔ１に基づき抵抗Ｒ１４に温度
補償電流ｒｔ１が流れ、制御回路４０の演算増幅器Ａ３
は温度誤差成分を含む負の直流電流ｒ１と、基準電流［
Ｓと、温度補償゛電流１ｔ１の和が零になるように発振
器２０の発振出力ｅＢを制御する。この結果以下の関係
が成立する。

−ｆ−（Ｃｂｌ　−（ＣＩ／Ｃａ１）　・ｅＢｐｐＪ＋
ｌｓ＋ｒｔ１＝０ ・・変換装置。（２５） 電流／電圧変換回路８０の出力端に生ずる出力電圧Ｅｏ
ｕｔはく２２）式で与えられ、この式に（２５）式を代
入し、かつｃａ　１　＝Ｃａ　２＝Ｃａ。

Ｃｂ１＝Ｃｂ２＝Ｃｂとすると出力電圧Ｅｏｕ　ｔは、
次式で与えられる。

Ｅｏｕｔ＝（（Ｃ２−Ｃ１）／Ｃ１１・ＲＯ変換装置。

（Ｉｓ＋ｒｔ１）　　　　　・　（２６＞この結果、Ｅ
ｔｌを調整すればスパン温度誤差か補償出来る。

尚、整流ダイオード７１ａ、７１ｂ、７２ａ。

７２ｂのバラツキにより被測定量が＝＜ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ
Ｏ）であっても周囲温度の変化により出力市′圧ＥＯＬ
Ｊ　ｔのゼロ点が変動する場合には、温度ｉ１ｉ　ｆｉ
１ｍ路９０に、スベリ抵抗ＶＲ２と並列に第２のスベリ
抵抗ＶＲ３を追加設置し、第２の温度補償信号電圧Ｅｔ
２を１０゛Ｃ１この電圧に基づく温度補償電流［ｔ２を
電流／電圧変換回路８０の入力回路に加算するようにず
れば、ゼロ点の温度誤差が補償出来る。

この場合、Ｅｔ２の調整は任意温度ｔにおけるＣ１＝Ｃ
２のときの出力電圧６ｏｕｔが、！！準温度ｔＯにお（
ブるＣ１＝０２のときの出力電圧ＩＥ　ＯＬＪ　ｌ：と
等しくなるようにスベリ抵抗ＶＲ３のＧｊｌ了位賃を調
整する。

このように、本実施例によれば、前記整流ダイオード以
外の使用部品の温度誤差の影響を除去出来る。尚、第５
図及び第６図の本発明の実施例装置では、ヂャージコン
バータ５３．５４の帰還回路に、コンデンサＣｆ５と抵
抗Ｒ７の並列回路、及びコンデンサＣｆ６ど抵抗Ｒ８の
並列回路が接続されているが、抵抗Ｒ７の代りに抵抗第
７図に示すように抵抗Ｒ１５，Ｒ１６及びコンデンサＣ
５から＜ｋる「形フィルタ、抵抗１で８の代りに抵抗Ｒ
１７，Ｒ１８及びコンデンサＣ６からなる１゛形フイル
タを用いることも出来る。

第８図は本発明の第６の実施例装置の回路図である。本
実施例は可動電極１５ａと固定！８ｉ１６間に並列に存
在するストレイ容ｆｆ１ｃｓ３の影響の排除、並びに被
測定量と可変コンデンサ１１のｑ変電極の変位量との関
係における非直線を補正する場合である。本図において
、第１図、第２図、第４図における要素と同じ要素には
同一符号を付し、これらについての説明は省略する。

検波回路５２は演算増幅器Ａ２とその出力を反転入力端
子〈−）に帰還するための整流ダイオードＤ７．Ｄ８．
抵抗Ｒ１９，可変抵抗ＶＲ４ＪＪ：び平滑用コンデンサ
Ｃｆ８．Ｃｆ負の帰還回路とを有しており、演算増幅器
Ａ２の反転入力端子（−）には基準コンデンサ１２の電
極１７が接続され、非反転入力端子（＋）は基準点に接
続されて、基準コンデンサ１２の容ｆｆ１ｃ２に応じた
交流電流１２を検波し、ダイオードＤ７と抵抗Ｒ１負の
接続点に正の直流電圧Ｅ２を、ダイオードＤ８と可変抵
抗ＶＲ４の接続点に負の直流電圧Ｅ３をそれぞれ得るも
のである。直流電圧Ｅ２が出力Ｅｏｕｔとして与えられ
る。制御回路４０では、演算増幅器Ａ３の反転入力端子
（−）に抵抗Ｒ５を介して印加される直流電圧Ｅ１と、
抵抗Ｒ２０を介して印加される負の直流電圧Ｅ３と、抵
抗Ｒ６を介して印加される負の基準電圧ＥＳとを加痺積
分し、その出力で発振器２０を制御する。

このような構成により、発振器２０の発振出力が可変コ
ンデンサ１１と基準コンデンサ１２に与えられると、検
波回路５１．５２で整流して得た直流電圧Ｅ１．Ｅ２．
Ｅ３は、（１）、（２）弐同様、次式で与えられる。

Ｅ１＝ｆ−ｅＢ−Ｒ３・Ｃ１−１２７）Ｅ　２　＝　ｆ
　−ｅ　Ｂ　−Ｒ１９−Ｃ２・−（２８）Ｅ３＝−ｆ−
ｅＢ−ＶＲ４・Ｃ２＝１２９）ルリ陣回路４０の積分器
は直流電圧Ｅ１に基づく電流Ｅ１／Ｒ５と、直流電圧Ｅ
３に基づく電流Ｅ３／Ｒ２０および基準電圧ＥＳに基づ
く電流ＥＳ／Ｒ６の総和が零になるように発振器２ｏの
発振出力を制御するので、次式の関係が成立する。

（（ｆ−ｅＢ−Ｒ３・Ｃ１）／Ｒ５）−（（ｆ−ｅＢ−
ＶＲ４−Ｃ２）／Ｒ２０）−（Ｅｓ／Ｒ６）＝０ ・・変換装置。（３０） よって、検波回路５２の出力電圧Ｅ２ｉよ次式で与えら
れる。

Ｅ２＝（Ｒ１９・Ｒ５・Ｒ２０−Ｃ２・Ｅｓ）／（Ｒ６
（Ｒ３・Ｒ２０−Ｃ１ −ｖＲ４・Ｒ５・Ｃ２）） ・・変換装置。（３１〉 可変コンデンサ１１の容ｆｆ１ｃ１は、可＃Ｊ電極１５
ａと固定電８ｉ１６間に並列に存在するス１〜レイ容量
をＣ３３として、次のように表わすことが出来るので、 Ｃ１＝ＧＯ（ｄ／　（ｄ＋ｘ））＋Ｃｓ３・・変換装置
。（３２） Ｅ２は、 Ｅ２＝（Ｒ１９・Ｒ５・Ｒ２０・ Ｃ２（ｄ＋ｘ）Ｅｓ）／ Ｒ６・　（（Ｒ３・　Ｒ２０−Ｃｏ↓Ｒ３・Ｒ２０−Ｃ
ｓ３−ＶＲ４・　Ｒ５・　Ｃ２）ｄ＋　　（Ｒ３・　Ｒ
２０−Ｃｓ３−ＶＲ４・　Ｒ５・Ｃ２）Ｘ） ・・・　（３３） となる。ここで、 Ｒ３・Ｒ２０・Ｃｓ３ −ＶＲ４・Ｒ５−Ｃ２＝０ ・・変換装置。（３４） を満足するように可変抵抗ＶＲ４の抵抗値を選ぶと、出
力電圧Ｅ２は、 Ｅ２＝（（Ｒ１９・Ｒ５・Ｃ２＞／（Ｒ３・Ｒ６−Ｇｏ
＞　　）　　・　［（１＋−ｘ／ｄ）　　−Ｅｓ）・・
変換装置。（３５ン となり、ストレイ容ｆｆ１ｃｓ３の影響を除去でき、し
かも第９図ＣＶ１に示すように変位■Ｘに正確に対応し
たものとなる。

また、可変抵抗ＶＲ４の抵抗値を （Ｒ３・Ｒ２０・Ｃ３３）／ （Ｒ４・　Ｒ５・　Ｃ２）　　　１ に調整づ゛れば、第９図ＣＶ２に示すように出力電圧Ｅ
２の増加率は変位ｆｆ１ｘか大きくなる程増加し、（Ｒ
３・Ｒ２０−Ｃｓ３）／ （ＶＲ４−Ｒ５−Ｃ２）＞ｉｆ、：なルＪ−５ニ調整す
れば、第９図ＣＶ３に示すように変位計Ｘが大きくなる
程増加率が減少するようになり、入出力関係を非直線に
できる。したがって、？ｆｌ測定圧力Ｐと可動電極１５
ａの変（立ｆｉｘとの非直線性を可変抵抗ＶＲ４の値を
調整することによって有効に補償できる。しかも非直線
性の温度係数は、可変コンデンサ１１の基準容量ＣＯの
温度係数と等しい。

このように可変抵抗ＶＲ４の抵抗値によってストレイ容
屋Ｃｓ３による影響および被測定圧力１つと可動電極１
５ａの変位置との非直線性を補償できるので、実際には
被測定圧力Ｐと出力電圧Ｅ２との関係が直線になるよう
に可変抵抗ＶＲ４の４′ｒＵを調整し、非直線性を補償
する。

尚、上述では、可変抵抗ＶＲ４を調整して非直線性の補
償を行う場合を例示したが、抵抗Ｒ２０を調整して非直
線性を補ｇｉｔ企ようにしてもよい。

また、上述では、検波回路５２の出力電圧Ｅ２を出力信
号ＥＯｕｔとして取り出す場合を例示したが、第１０図
に示すようにＲ２−Ｅｌを出力信号として取り出すよう
にしても良い。この場合、Ｅｏｕｔは次式の如くなる。

［：ｏｕｔ＝［Ｒ５・Ｒ２０（（Ｒ１９・Ｃ２−Ｃｓ３
・Ｒ３−Ｒ３・Ｃ０）ｄ＋（Ｒ１９・Ｃ２−Ｃｓ３　・
Ｒ３）ｘ）Ｅｓ］／ ［’ｔ６（（Ｒ３・Ｒ２０・ＣＯ＋Ｒ３・Ｒ２０・Ｃ３
３−Ｒ４・Ｒ５・Ｃ２）ｄ＋　（Ｒ３−Ｒ２０・Ｃｓ３
−ＶＲ４・Ｒ５・Ｃ２）ｘＮ　　　　　　　　　−＜３
６）ここで、 Ｒ１９−Ｃ２−Ｒ３・Ｃｓ３−Ｒ３・Ｃ０＝０・・変換
装置。（３７） を満足さ仕れば、出力信号ＥＯＬＩｔは、Ｅｏｕｔ＝（
Ｒ３・Ｒ５・Ｒ２０・ Ｃｏｏ　（ｘ／ｃｌ　）　Ｅｓ　）　／（Ｒ６（Ｒ１９
・　Ｒ２０ −ＶＲ４・　Ｒ５）Ｃ２）　　・ ［１＋−（１−（Ｃｏ−Ｒ３・Ｒ２０＞／Ｃ２・　（Ｒ
１９・　Ｒ２０−ＶＲ４・　Ｒ５ン　）・　（Ｘ／ｄ）
］ ・・・　（３８） となり、変位＠Ｘが零のとき、Ｅｏｕ　ｔら零にできる
。

第１１図は本発明の第７の実施例装置の回路図である。

本実施例は、第８図及び第１０図に示す実施例と同様、
可ｅｆｆｉＶ７１１５ａと固定ｆｆ１ＩｆＡ１６ｆｌに
並グ１に存在するストレイ容ｆｆ１ｃｓ３の影響による
非直線、並びに被測定Ｍと可変コンデンサ１１の可Ｖ」
電極の変位量どの関係にＪ５ける非直線を補正づる場合
の他の方法である。本図において、第１図、第２図、第
４図、第８図、第１０図にＪづける要素と同じ要素には
同一符号を付し、これらについての説明は省略する。検
波回路５２は演σ増幅器△２とその出力を反転入力端子
（−）に帰還するための整流ダイオードＤ７．Ｄ８．ｉ
ｉＴ変抵抗ＶＲ４、ＶＲ５Ｊ’ｉヨヒ平ｎ用：］ンＦ’
／’Ｊ−Ｃｆ　８゜Ｃｆ負の帰シＷ回路を有しており、
演口増幅器△２の反転入力端子（−）には基準コンデン
リ−１２の電極１７が接続され、非反転入力端子（十）
は基準点に接続されて、基準コンデンサ１２の容量Ｃ２
に応じた交流電流１２を検波し、ダイオード０７ど可変
抵抗ＶＲ５の接続点に正の直流電圧Ｅ２を、ダイオード
Ｄ８と可変抵抗ＶＲ４の接続点に負の直流電圧Ｅ３それ
ぞれ得るものである。

１Ｉｌｌ　Ｉ＋１回路４０では、演口増幅器Ａ３の反転
入力端子（−）に抵抗Ｒ５を介して印加される直流電圧
Ｅ１と、抵抗Ｒ２１を介して印加される正の直流電圧Ｅ
２と、抵抗Ｒ２０を介して印加される愈の直流電圧Ｅ３
と、抵抗Ｒ６を介して印加される負の基準電圧Ｅ３とを
加ｑ積分し、その出力で発振器２０をυＶｍＩする。電
流／電圧変換回路８０は演の増幅器へ６の反転入力端子
（−）に与えられる正の直流電圧Ｅ１に基づいて抵抗Ｒ
２２を流れる゛電流Ｅ　１　／Ｒ２２と負の直流電圧Ｅ
３に基づいて抵抗Ｒ２３に流れる電流Ｅ３／Ｒ２３との
差を出力電圧ＥＯｕｔに変換する。

このようなｔｆ４成において、発振器２０の発振出力が
可変コンデンサ１１と基準コンデンサ１２に与えられる
と、検波回路５１．５２で検波して１！′７た直流電圧
のうら、Ｅｌ、Ｆ３は（２７＞。

（２９）式で与えられ、Ｆ２は次式で与えられる。

Ｅ２＝ｆ　−ｅＢ−ＶＲ５・Ｃ２・　（３９）制御回路
４０の積分器は正の直流電圧Ｅ１に塁づく正の直流電流
Ｅ　１　／Ｒ５と、正の直流電圧Ｅ２に塁づく正の直流
電流Ｅ　２／Ｒ２１と、負の直流電圧Ｅ３に基づく負の
直流電流Ｅ　３　／　Ｒ２０および負の基準電圧ＥＳに
基づく負の直流電流Ｅｓ／Ｒ６の総和が零になるように
発振器２０の発振出力をｉｌ制御するので、次式の関係
が成立する。

（（ｆ　・ｅＢ−Ｒ３・Ｃ１）／Ｒ５）＋（（ｆ−ｅＢ
−ＶＲ５・Ｃ２）／Ｒ２１）−（（ｆ−ｅＢ−ＶＲ４・
Ｃ２）／Ｒ２０１−（Ｅｓ／Ｒ６）＝０ ・・変換装置。（４０） 一方、電流、・′電圧変換回路８０の出力端に生ずる出
力電圧ｇＯｕｔは次式で与えられる。

Ｅｏｕｔ＝　（ｆ−ｅＢ−ＶＲｌ）　変換装置。（（Ｖ
Ｒ４／Ｒ２３）− 、Ｃ２−（Ｒ３／Ｒ２２）　・Ｃ１） ・・変換装置。（４１） よって、（４０）式と（４１）式から出力電圧［ｏｕｔ
は、 Ｅｏｕｔ＝　［（＼／Ｒ４／Ｒ６）− （（ＶＲ４／Ｒ２３）、・Ｃ２−（Ｒ３／Ｒ２２）・Ｃ
１）　］／［（Ｒ３／Ｒ２２）・Ｃ，１＋　（（ＶＲ５
・Ｒ２０−ＶＲ４・Ｒ２１）／（Ｒ２１・Ｒ２０＞）・
Ｃ２］・・変換装置。（４２） となる。そして、可変コンデンサ１１の容ｆｆ１Ｃ１は
、（３２）式で与えられるから、これを（４２）式に代
入し、かつ、Ｒ５−Ｒ２０＝Ｒ６およびＲ２２＝Ｒ２３
とすると、出力電圧Ｅｏｕｔは、Ｉ三　ＯＬＪ　　　ｔ
＝　　　（ＶＲｌ　　　・　　（ＶＲ４・　　Ｃ２−Ｒ
３・Ｃ０−Ｒ３・Ｃｓ３）ｄ＋ （ＶＲ４・Ｃ２−Ｒ３・Ｃｓ３）　・Ｘ・Ｅｓ）／Ｒ２
２・　［（Ｒ３・　ＣＯ＋Ｒ３・　Ｃ５３＋Ｃ２−（Ｖ
Ｒ５−Ｒ５−ＶＲ４−Ｒ２１＞／Ｒ２１）ｄ＋　　（Ｒ
３・　Ｃｓ３＋−Ｃ２・　（ＶＲ５−、Ｒ５−ＶＲ４−
Ｒ２１＞／Ｒ２１）Ｘｌ・・・　（４３） となる。ここで、被測定量が零ずなわら変位最×が零の
とき、出力電圧ＥＯＬＪ　ｔが零になるように可変抵抗
ＶＲ４を調整すれば、 ＶＲ４−Ｃ２＝Ｒ３・ＧＯ＋Ｒ３・Ｃｓ３・・変換装置
。（４１１，） なる関係が成立し、出力電圧Ｅｏｕ　ｔは次式の如くな
る。

Ｅｏｕｔ−Ｋ変換装置。（ｄ／ｘ ）［１／（１＋　（１−α）　変換装置。（ｘ／ｄ））
］　ＥＳ・・変換装置。（４５）ただし、Ｋ＝　（ＶＲ
ｌ−Ｒ３−Ｒ２１・Ｃ○〉、／（ＶＲ５−Ｒ５・Ｒ２２
−Ｃ２） α＝（Ｒ３・Ｒ２１・Ｇｏ）／ （ＶＲ５・Ｒ５・Ｃ２＞ したがって、可変抵抗ＶＲ５を：Ａ整して、α−１を満
足させると、出力電圧Ｅｏｕｔは、Ｅｏｕｔ＝Ｋ・＜ｘ
／ｄ）　・Ｅｓ ・・変換装置。（４６） どなり、第１２図ＣＶ１’　に示すように変位ｆｉｘに
正確に対応したものとなる。また、可変抵抗ＶＲ５を調
整してα〉１を満足させると、第１２図ＣＶ２’　に示
すように変位ｆｆｉ×が大きくなる程出力電圧Ｅｏｕ　
ｔ：の増加率が上がり、α〈１を満足さぜると、第１２
図ＣＶ３’　に示すように変位ａＸが大きくなる程Ｅｏ
ｕ　ｔの増加率が下がるようになり、入出力関係を非直
線にできる。したがって、可変抵抗ＶＲ５の値を調整す
ることによって、被測定ｍと可！ｅ電極１５ａの変位Ｍ
Ｘとの非直線性およびストレイ容ｆｆ１ｃｓ３により非
直線性の影響を補償できる。

尚、上述では、可変抵抗ＶＲ５を調整してαの値を定め
非直線性の補償を行う場合を例示したが、ＶＲ５を固定
抵抗とし、Ｒ２１を可変抵抗として、Ｒ２−１を調整し
てαの値を定め直線性を補償するようにしてもよい。

第１３図は本発明の第８の実施例装買の回路図である。

本実施例では、電流回路を構成するチャージコンバータ
を、容量に対応した正、負の直ＩＱ電圧が別々に取り出
せるように構成し、これら直流電圧の差を高入力インピ
ーダンス形差動ｊ曽幅回路で増幅して直流の出力電圧を
得るよう（こしたしので、チャージコンバータに含まれ
る増幅器のオフセットに依存しない安定した直流電圧が
１ｑられる。本図において、第５図乃至第７図にＪ５ｔ
Ｊる質素と同じ要素には同一符号を付し、これらにつ（
１ての説明は省略する。

チャージコンバータ５３において、演算増幅器△４の出
力を整流するダイオード（〕負の７７−ドと増幅器Ａ４
の反転入力端子（−〉間にチレーシ用のコンデンサＣｆ
１０と抵抗Ｒ２４の並列回路を接続し、ダイオードＤ負
のアノードから容量Ｃ１に対応した負の直流電圧Ｅ１ａ
を出力し、増幅器Ａ４の出力を整流するダイオードＤ１
０のカソードとこの増幅器の反転入力端子（−）間にチ
ャージ用コンデンサＣｆ１１と抵抗Ｒ２５のｉ）之１ｉ
ｌ］回路を接続し、ダイオードＤ１０のカソードから容
ｆｆ１ｃ１に対応した正の直流電圧Ｅ１ｂを出力するよ
うになっている。

高入力インピーダンス形差動増幅回路１００は、演算増
幅器Ａ９．Ａ１０を有しており、演算増幅器へ負の非反
転入力端子（＋）には負の直流電圧Ｅ１ａが与えられ、
非反転入力端子（−）にはこの増幅器の出力Ｅ１ｃが抵
抗Ｒ２６，Ｒ２７で分圧帰還されている。演算増幅器Ａ
１０の非反転入力端子（＋）には正の直流電圧Ｅ１ｂが
加えられ、反転入力端子（−）には演算増幅器Ａ　９．
の出力Ｅｌｃが抵抗Ｒ２８を介して加えられるとともに
、演算増幅器Ａ１０の出力Ｅ１が抵抗Ｒ２９を介して帰
還されている。そして、抵抗Ｒ２６〜Ｒ２負の抵抗値を
Ｒ２６＝Ｒ２７，Ｒ２８＝Ｒ２９に選べば、演陳増幅器
ＡＩＯの出力すなわち差動増幅回路１００の出力Ｅ１は
、 Ｅ１＝２（Ｅｌｂ−Ｅｌａ）　　−＜４７）となり、Ｅ
ｌａ、Ｅｌｂの差を増幅する。

一方、チャージコンバータ５４において、増幅器Ａ５の
出力を整流するダイオードＤ１１のアノードと増幅器Ａ
５の反転入力端子（−〉間にチャージコンバータＣｆ１
２と抵抗Ｒ３０の並列回路を接続し、ダイオードＤ１１
のアノードから容ｆｆ１ｃ２に対応した愈の直流電圧Ｅ
２ａを出力し、増幅器Ａ５の出力を整流するダイオード
Ｄ１２のカソードとこの増幅器の反転入力端子クー）間
にチャージ用コンデンサＣｆ１３と抵抗３１の並ダ］回
路を接続し、ダイオードＤ１２のカソードから容ｆｆ１
ｃ２に対応した正の直流電圧Ｅ２ｂを出力するようにな
っている。

高入力インピーダンス形差初増幅回路１０１中の演算増
幅器Ａ１１の非反転入力端子（÷）には負の直流電圧Ｅ
２ａが与えられ、反転入力端子（−）には、この増幅器
の出力Ｅ２ｃか抵抗Ｒ３２，Ｒ３３で分圧帰還されてい
る。演算増幅器△１２の非反転入力螺子（＋）には正の
直流電圧Ｅ２ｂが加えられ、反転入力端子（−）には演
算増幅器Ａ１１の出力Ｅ２ｃが抵抗Ｒ３４を介し加えら
れると共に、演算増幅器Ａ１２の出力Ｅ２か抵抗Ｒ３５
を介して帰；Ｗされでいる。高入力インビータンス形差
動増幅器１００同様、抵抗Ｒ３２−Ｒ３５の抵抗値をＲ
３２＝Ｒ３３゜Ｒ３４−Ｒ３５に選べば、差動増幅回路
１０１の出力Ｅ２は、 Ｅ　２　＝　２　（Ｅ　２　ｂ　−Ｅ　２　ａ　）　　
変換装置。

（４８）どなり、Ｅ２ａ、Ｅ：２ｂの差を増幅する。

このような１ｂ戒により、チャージコンバータ５３．５
４の増幅器のオフセット電圧の影響は次のようにして除
去出来る。即ち、チＶ−ジコンバータ１００の正、負の
直流電圧Ｅ７ｂ、Ｅ１ａは増幅１１Ａ４のオフセット電
圧をΔＶｏｓとすると次式で与えられる。

Ｅｌｂ−ｆ−ｅＢ−ｃｌ・Ｒ２５＋ΔＶｏｓ・・変換装
置。（４９） Ｅ１ａ＝ｆ−ｅＢ−Ｃ１・Ｒ２４＋△Ｖｏｓ・・変換装
置。（５０） よって、Ｆｌｂ、Ｅｌａの差を増幅する、高入力インピ
ーダンス形差初増幅回路１００の出力Ｅ１は、 Ｅ１＝２ｆ−ｅＢ　　−ｃｌ　　（Ｒ２４＋−Ｒ２！５
）・・・　（５１） となり、オフセット電圧の影響を除去できる。

同様に、チャージコンバータ５４の増幅器Ａ５のオフセ
ット電圧の影響も除去出来る。

そして、制御回路４０で、直流電圧Ｅ１か直流の基準電
圧ＥＳと等しくなるように発振器２０の発振出力が制御
される。よって、発振出力の周波数ｆと振幅ｅ３の積は
次式で与えられる。

ｆ−ｅＢ−Ｅｓ／（２Ｃ１（Ｒ２４４−Ｒ２５））・・
変換装置。（５２） また、高入力インピーダンス形差動増幅回路１００．１
０１の出力Ｅ　１　、　Ｅ　２カ’１ｔｃＷ器１１０に
加えられ、その差が演算される。減算器１１０は演算増
幅器△１３を有し、その反転入力端子（−）にＥｌが抵
抗Ｒ３６を介して加えられ、非反転入力端子（→・）に
Ｅ２が抵抗Ｒ３７，Ｒ３８で分圧されて加えられている
。また、演算増幅器Ａ１３の出力が抵抗Ｒ３９を介して
反転入力端子（＝）に帰還されている。よって、減算器
１１０の出力ＥＯＬＪ　ｔは、抵抗Ｒ２４，Ｒ２５，Ｒ
３０゜Ｒ３１の抵抗値をＲ２４−Ｒ２５’＝Ｒ３０＝Ｒ
３１＝Ｒとし、抵抗Ｒ３６〜Ｒ３負の抵抗値をＲ３６＝
Ｒ３７＝Ｒ３８＝Ｒ３９とすると次式の如くなる。

［：ｏｕ　ｔ＝４　ｆ　−ｅＢ−Ｒ（Ｃ２−（Ｓ　１　
）・・変換装置。（５３） 第１４図は本発明の第負の実施例装置の回路図である。

本実施例では電流回路を、容量ｌに対応した交流電圧を
出力するｆｐ−ジコンバータと、このチャージコンバー
タの出力が加えられ、前記容量に関連した直流電圧を出
力するピーク検出器とによりｖ４成した場合である。こ
のような構成により、電流回路の回路構成を簡単にする
ことが出来る。尚、本図において、第５図乃至第７図、
第１３図にｄ３りる要素と同じ要素には同一符号を付し
、これらについての説明は省略する。

１２０は第１のピーク検出器で、演ｑＪ曽幅器△１４．
グ、イオード１６．コンデン）すＣ７より構成され、入
力にチャージコンバータ５３の交流出力ｅ１が与えられ
ている。

１２１は第２のピーク検出器で、Ｉ＠算増幅器△１５．
ダイオードＤ１７．コンｆンサＣ８より構成され、入力
にチャージコンバータ５４の交流出力ｅ２が与えられて
いる。

このような構成において、チャージコンバータ５３．５
４の帰還回路の時定数を発振器２ｏの発振周期１／ｆよ
り充分大きく選ぶと、チャージコンバータ５３の出力ｅ
１のＰ−Ｐ値Ｅ１Ｄｐ（＝Ｃ１−ｅＢ／Ｃａ　１　）　
は可変コンデンサ１１の容ｆｆ１ｃ１に対応し、チャー
ジコンバータ５４の出力ｅ２のＰ−ＰＩＩＥ２ｐｐ （＝Ｃ２・ｅＢ／Ｃａ２＞は基準フンデンナ１２の容ｆ
ｆｔｃ２に対応する。チＶ−ジコンバータ５３の出力ｅ
１のピーク値を検出した第１のピーク検出器１２０の出
力Ｅ１と、ヂＶ−ジコンバータ５４の出力ｅ２のピーク
値を検出した第２のピーク検出器１２１の出力Ｅ２はそ
れぞれ次式で与えられる。

（三　１　　ラ　（１／２）　　　（Ｃ１／Ｃａ１）　
　・　ｅ　　Ｂ・・・　（５４） ［２二（１／２）（Ｃ２／Ｃａ２＞　・ｅＦ３・・・　
（５５） そして、ピーク検出器１２０の出力Ｅ１が、制御回路４
０において、基準電圧ＥＳと等しくなるように発振器２
０の発振出力を制御する。よって、発振器２０の発振出
力ｅＢは次式で与えられる。

ｅＢ＝２　（Ｃａ１／Ｃ１）　・Ｅｓ ・・変換装置。（５６） 一方、第１のピーク検出器１２０の出力１三１と第２の
ピーク検出器１２１の出力Ｅ２が減算器１１０に加えら
れ、Ｅ２−Ｅｌの演ｎをして出力電圧Ｅｏｕ　ｔを出力
する。

〈発明の効果〉 本発明によれば、固定電極１６と基準点間に存在するス
トレイ容量の影響、可変コンデンサ１１の可動電極１５
ａと固定電極１６間のストレイ容量の影響が除去できる
。更に、補償用ダイオードを帰還回路に接続したチｉ・
−ジコンバータを電流回路に用いることによって、整流
ダイオードの並列容量および順方向−τ圧の影響が除去
できる。史に、温度補償回路を付加することにょ−）て
、前記整流ダイオード以外の使用部品の温度誤差の影響
を除去できる。更に、被測定帛と可変コンアン４ノ１１
の可動電極１５ａど変位債との関係等における非直線を
有効に補償できる。更に、前記電流回路中のチセージコ
ンノ（−タより容量に対応した正、負の直流電圧を独立
して取り出し、これらの差を増幅するようにして、チャ
ージコンバータに含まれる増幅器のオフセットの影響が
除去できる。史にまた、前記電流回路を、チャージコン
バータと、ピーク検出器で構成することによって、前記
電流回路構成を簡単にすることができる等の利点がある
。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図、第４図乃至第８図、第１０図およ
び第１１図、第１３図および第１４図は本発明の実施例
装置を示す回路図、第３図は本発明の実施例装置で使用
される検出部の構成図、第９図および第１２図は本発明
実施例装置の動作説明図、第１５図は従来の容量式変換
装置を示す回路図、第１６図は第１５図の従来装置で使
用される検出部の構成図である。 １１・・・可変コンデンサ、１２・・・基準コンデンサ
、１５ａ・・・可動電極、１６．１７川固定電極、１８
・・・ガード電極、２０・・・発振器、Ａ１．Ａ２・・
・電流回路を構成する演粋増幅器、４０・・・制御回路
、５３．５４・・・チャージコンバータ、Ａ４．Ａ５・
・・ヂト−ジコンバータを構成する演痺増幅器、Ｄ９〜
］〕１２・・・補償用ダイオード、６１．６２・・・固
定コンチン４ノー、７１　ａ、７１　ｂ、’　７２ａ、
７２ｂ・・・整流ダイオード、９ｏ・・・温度補償回路
、９１・・・温度検出回路、Ｄ１３〜Ｄ１５・・・周囲
温度センザ用ダイオード、１００，１０１・・・高入力
インピーダンス形差動増幅回路、１２０，１２１・・・
ピーク検出回路 第４図 第５図 第６図 第７図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）被測定量に応じて容量が変化する可変コンデンサ
   と、被測定量に無関係に容量が一定の基準コンデンサと
   、前記可変コンデンサと基準コンデンサとに発振出力を
   印加する発振器と、反転入力端子に前記可変コンデンサ
   が接続され非反転入力端子が基準点に接続された演算増
   幅器を用いた第１の電流回路と、前記基準コンデンサを
   流れる電流を整流する第２の整流回路と、前記第１の整
   流回路の出力に基づき、或はこの出力と前記第２の整流
   回路の出力に基づき前記発振器の出力を制御する制御回
   路とを具備し、前記第２の整流回路より前記可変コンデ
   ンサの容量値に関連した出力、或は前記第１、第２の整
   流回路の出力より前記基準コンデンサの容量と可変コン
   デンサの容量の差に関連した出力を得るようにしたこと
   を特徴とする容量式変換装置。 （２）被測定量に応じて可動電極が変位し電極間の容量
   が変化する可変コンデンサと電極間の容量が一定な基準
   コンデンサおよび前記可変コンデンサの電極の外側にリ
   ング状に設けられ基準点に接続されたガード電極とより
   なる検出部を含むことを特徴とする特許請求範囲第１項
   記載の容量式変換装置。 （３）前記第１の整流回路を、反転入力端子に前記可変
   コンデンサが接続され、非反転入力端子に基準点が接続
   され、整流用ダイオードおよび平滑回路からなる帰還回
   路を介し出力が反転入力端子に帰還されている演算増幅
   器によって構成し、前記第２の整流回路を、反転入力端
   子に前記基準コンデンサが接続され、非反転入力端子に
   基準点が接続され、整流用ダイオードおよび平滑回路か
   らなる帰還回路を介し出力が反転入力端子に帰還されて
   いる演算増幅器によって構成し、前記第１の整流回路の
   出力が一定となるよう前記発振器の発振出力を制御する
   ようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の容量式変換装置。 （４）前記第１の整流回路を、前記可変コンデンサが入
   力回路に接続され、その容量に応じた振幅の交流電圧を
   出力する第１のチャージコンバータと、このチャージコ
   ンバータの帰還回路に接続された第１の補償用ダイオー
   ド回路と、前記第１のチャージコンバータの出力が印加
   される一定容量の第１の固定コンデンサと、この第１の
   固定コンデンサを流れる交流電流を整流するダイオード
   を有する第１の整流手段とより構成し、前記第２に整流
   回路を、前記基準コンデンサが入力回路に接続され、そ
   の容量に応じた振幅の交流電圧を出力する第２のチャー
   ジコンバータと、このチャージコンバータの帰還回路に
   接続された第２の補償用ダイオード回路と、前記第２の
   チャージコンバータの出力が印加される一定容量の第２
   の固定コンデンサと、この第２の固定コンデンサを流れ
   る交流電流を整流するダイオードを有する第２の整流手
   段とより構成し、前記第１の整流回路で整流して得た可
   変コンデンサの容量に関連する電流が所定の値になるよ
   うに前記発振器の発振出力を制御すると共に、前記第２
   の整流回路で整流し得た基準コンデンサの容量に関連す
   る電流と前記第１の整流回路で整流し得た可変コンデン
   サの容量に関連する電流との差に応じた出力信号を得る
   ようにしたことを特徴とする特許請求範囲第１項記載の
   容量式変換装置。 ５）被測定量に応じて容量が変化する可変コンデンサと
   、被測定量に無関係に容量が一定な基準コンデンサと、
   前記可変コンデンサと基準コンデンサとに発振出力を印
   加する発振器と、整流用ダイオードを含み前記可変コン
   デンサを流れる交流電流を直流信号として検出する第１
   の整流回路と、整流ダイオードを含み前記基準コンデン
   サを流れる交流電流を直流信号にとして検出する第２の
   整流回路と、前記第１の整流回路と前記第２の整流回路
   の出力の差を演算して出力信号を得る回路と、温度セン
   サを有し、周囲温度と基準温度との差に関連した温度補
   償信号を発生する温度補償回路と、前記第１の整流回路
   の出力と前記温度補償回路の出力の和が一定になるよう
   に前記発振器の発振出力を制御する回路とを具備したこ
   とを特徴とする特許請求範囲第１項記載の容量式変換装
   置。 （６）前記発振器を、前記可変コンデンサの容量と前記
   基準コンデンサの容量の差に対応した電流が一定になる
   ように制御したことを特徴とする特許請求範囲第１項記
   載の容量式変換装置。 （７）前記発振器を、前記可変コンデンサの容量に関連
   した直流電流と前記基準コンデンサの容量に関連した正
   、負の直流電流の総和が一定になるように制御し、前記
   基準コンデンサの容量と前記可変コンデンサの容量の差
   に対応した電流に関連した信号を出力するようにしたこ
   とを特徴とする特許請求範囲第１項記載の容量式変換装
   置。 （８）前記第１の整流回路を、前記可変コンデンサを流
   れる交流電流を整流平滑し、このコンデンサの容量に応
   じた正の直流電圧と負の直流電圧とを出力する第１のチ
   ャージコンバータと、このチャージコンバータの正の直
   流電圧と負の直流電圧の差を増幅する第１の高入力イン
   ピーダンス形差動増幅回路で構成し、前記第２の整流回
   路を、前記基準コンデンサを流れる交流電流を整流平滑
   し、このコンデンサの容量に応じた正の直流電圧と負の
   直流電圧とを出力する第２のチャージコンバータと、こ
   のチャージコンバータの正の直流電圧と負の直流電圧と
   の差を増幅する第２の高入力インピーダンス形差動増幅
   回路で構成したことを特徴とする特許請求範囲第１項記
   載の容量式変換装置。 （９）前記第１の整流回路を、前記可変コンデンサが入
   力回路に接続され、その容量に応じた振幅の交流電圧を
   出力する第１のチャージコンバータと、このチャージコ
   ンバータの出力が加えられ、前記可変コンデンサの容量
   に関連した直流電圧を出力する第１のピーク検出器で構
   成し、前記第２の整流回路を、前記基準コンデンサが入
   力回路に接続され、その容量に応じた振幅の交流電圧を
   出力する第２のチャージコンバータと、このチャージコ
   ンバータの出力が加えられ、前記基準コンデンサの容量
   に関連した直流電圧を出力する第２のピーク検出器で構
   成したことを特徴とする特許請求範囲第１項記載の容量
   式変換装置。