JPS6147051B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、直流−交流変換器即ちインバータと
商用電源とによる電力供給方式に関するものであ
る。

従来のインバータと商用電源とによる電力供給
方式は、第１図に示すように、商用電源１と負荷
２との間に、直流電源３と直流−交流変換器４と
波形整形フイルタ５と第１の選択スイツチ６とか
ら成るインバータ電力供給回路７を設けると共
に、これに並列に第２の選択スイツチ８を含む商
用電力供給回路９を設け、第１及び第２の選択ス
イツチ６，８によつていずれか一方又は両方で負
荷２に電力を供給するように構成されている。更
に詳細には、変換器４は、少なくとも１対のスイ
ツチング素子と出力トランスとを含んで、フイル
タ５の出力段の電圧が一定値になるように出力パ
ルス幅を制御する定電圧制御型に構成されてい
る。またフイルタ５はリアクトルＬとコンデンサ
Ｃとを含んで、変換器４から得られる矩形波を正
弦波に近似させるように波形整形するものであ
る。

このように構成された方式に於いて、例えば変
換器４の故障又は点検等でインバータ電力供給回
路７から負荷２に電力を供給することが不可能に
なつた場合には、スイツチ８を投入して商用電源
１から負荷２に電力を供給する。この際、第１の
選択スイツチ６をオフにし、商用電源１のみから
負荷２に電力を供給する。しかる後、インバータ
電力供給回路７によつて電力を供給することが可
能になつた場合には、第１の選択スイツチ６を再
びオンにし、第２の選択スイツチ８をオフにす
る。

ところで、負荷２に無瞬断で電力を供給するこ
とが一般に要求される。また商用電源１から負荷
２に電力を供給する場合には一般に定電圧制御さ
れないため、可能な限り変換器４から負荷２に電
力を供給することが望ましい。

そこで、本発明の目的は、直流−交流変換器に
よつて連続的に電力を供給することが可能な電力
供給方式を提供するものである。

上記目的を達成するための本発明は、過電流に
応答する回路遮断装置を夫々備えた複数の負荷に
交流電力を供給する方式であつて、商用電源に同
期していると共に定電圧制御されている交流出力
を得るように構成され、且つ前記複数の負荷に常
時接続されている定電圧制御可能な直流−交流変
換器と、前記商用電源を前記複数の負荷に選択的
に接続するために前記複数の負荷と前記商用電源
との間に設けられた選択スイツチと、前記直流−
交流変換器の出力電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器によつて検出された電流が一定値
以上になつた時に過電流検出出力を発生する過電
流検出回路と、前記過電流検出回路から得られる
過電流検出出力に応答して一定時間又は過電流検
出期間のみ前記選択スイツチをオン制御するスイ
チ制御回路とを有していることを特徴とする電力
供給方式に係わるものである。

上記発明は次の作用効果を有する。

(イ) 過電流検出に応答して商用電源が負荷に接続
され、商用電源と直流−交流変換器との両方が
負荷に接続された状態になる。このため、過電
流が流れている負荷に商用電源に基づいて十分
な電流を供給することが可能になり、この負荷
の回路遮断装置を動作させ、この負荷を切り離
すことができる。

(ロ) 商用電源の負荷に対する接続を長時間継続さ
せずに、一定時間又は過電流検出期間のみに限
定し、その後は再び直流−交流変換器のみによ
る電力供給状態になる。従つて、直流−交流変
換器による定電圧制御された電力供給の中断時
間を短かくすることができる。換言すれば、商
用電源を負荷に接続する短時間を除いて定電圧
制御された電圧を負荷に供給することができ
る。なお、直流−交流変換器は、過電流検出期
間においても商用電源に同期運転され、負荷に
常時接続されているので、商用電源の接離の際
に直流−交流変換器の同期が外れるという問題
が発生しない。

以下、第２図〜第６図を参照して本発明の実施
例について述べる。但し、第２図に於いて、符号
１〜１０で示すものは、第１図で同一符号で示す
ものと実質的に同一であるので、その説明を省略
する。

第２図に於いて、定電圧制御型直流−交流変換
器４は、トランジスタから成る第１、第２、第
３、及び第４のスイツチ素子S₁，S₂，S₃、及びS₄
と、帰還用の第１〜第４の整流ダイオードD₁〜
D₄と、出力トランス１１と、スイツチ制御回路
１２とから成る。第１〜第４のスイツチ素子S₁〜
S₄はブリツジ型に接続されているので、第１と第
４のスイツチ素子S₁とS₄とがオンの時に第１の方
向の電圧が出力トランス１１に生じ、第２と第３
のスイツチ素子S₂とS₃とがオンの時に第２の方向
の電圧が出力トランス１１に生じる。

スイツチ素子S₁〜S₄を制御するための制御回路
１２には、電圧検出ライン１３と電流検出ライン
１４と商用電源電圧検出ライン１０とが接続さ
れ、正常運転時には商用電源に同期した状態にス
イツチS₁〜S₄をオンオフ駆動するためのパルスを
発生する。即ち出力電圧検出に基づいて出力電圧
が一定になるようにパルス幅制御されたパルスを
スイツチS₁〜S₄のベースに供給する。本実施例で
は電圧検出ライン１３が固定接続されておらず、
フイルタ５の後段に接続された第１の電圧検出ト
ランス１５を含む第１の電圧検出ライン１６と、
フイルタ５の前段に接続された第２の電圧検出ト
ランス１７を含む第２の電圧検出ライン１８と
に、検出ライン１３が切換スイツチ１９によつて
選択的に接続される。２０は電流検出器であり、
フイルタ５の前段に於ける出力電流を検出してラ
イン１４で制御回路１２に送る。

第３図は第１図の制御回路１２の一部を示すも
のであり、電圧検出ライン１３に接続された整流
回路２１で整流平滑された電圧は誤差増幅器２２
の一方の入力となり、ここで基準電源２３で与え
られる基準電圧と比較され、差に対応した電圧が
出力される。誤差増幅器２２の出力は電圧コンパ
レータ２３に入力し、ここで三角波発生回路２５
から供給される三角波と比較される。三角波発生
回路２５は商用電源電圧検出ライン１０に接続さ
れているので、商用電源電圧と出力電圧との位相
比較に基づいて商用電源電圧に同期した三角波を
発生する。コンパレータ２４では三角波と誤差増
幅器２２から得られる出力電圧に対応した入力電
圧とが比較され、三角波が入力電圧よりも高い期
間に正のパルスが発生する。そして、入力電圧の
レベルが変化すると、コンパレータ２４から得ら
れるパルスの幅も変化する。コンパレータ２４の
出力はANDゲート２６を介してスイツチ素子S₁
〜S₄から選択された例えばS₁とS₄のベースに供給
される。電流検出ライン１４で検出された電流に
対応する電圧は整流回路２７で整流された後に電
圧コンパレータ２８に送られ、ここで過電流レベ
ルに対応する基準電源２９の基準電圧と比較され
る。そして、基準電流よりも検出電流が大きくな
つた期間のみコンパレータ２８の出力は低レベル
となる。従つて、過電流が検出されている期間の
みANDゲート２６が非導通となり、例えばスイ
ツチ素子S₁及びS₄に対する制御パルスの供給が遮
断される。過電流状態でない時には、ANDゲー
ト２６は導通状態に保たれるので、制御パルスが
そのまま印加される。

第２図に示す実施例では、商用電源１を負荷に
接続するための第２の選択スイツチ８が電磁スイ
ツチ８ａとトライアツクから成るサイリスタスイ
ツチ８ｂとの並列回路によつて構成されている。
電磁スイツチ８ａは電圧降下が小さいので、商用
電源１を負荷２に長時間接続する時にオンにされ
る。これに対して、サイリスタスイツチ８ｂは過
電流検出に応答して一定時間商用電源１を負荷２
に接続する時にオンにされる。サイリスタスイツ
チ８ｂの制御回路は、第３図に示す如く変換器４
に於ける制御回路の一部を利用して構成されてい
る。即ち、過電流検出用コンパレータ２８の出力
ラインに、電磁スイツチ８ａのオフに連動してオ
ンになるスイツチ８ｃを介して単安定マルチバイ
ブレータ３０を接続することによつて構成されて
いる。単安定マルチバイブレータ３０は、過電流
検出に応答したコンパレータ２８の低レベルへの
立下りに同期してトリガされ、負荷２の中の単位
負荷R₁〜R₃に直列に接続された回路遮断装置と
してのヒユーズP₁〜P₃が過電流で溶断する時間よ
りも僅かに長いパルスを発生し、これをライン３
１によつてサイリスタスイツチ８ｂのゲートに供
給する。

尚単安定マルチバイブレータ３０の出力ライン
３１は、第２図に示す如くタイミング調整回路３
３とORゲート３２とを介して切換スイツチ１９
に接続されている。またORゲート３２のもう一
つの入力は電磁スイツチ８ａのオンに連動してオ
ンンになるスイツチ８ｄと第１の選択スイツチ６
のオンに連動してオンになるスイツチ６ａとの直
列回路即ちANDゲート回路を介して正の電源＋
Ｖに接続されている。従つて、電磁スイツチ８ａ
と第１の選択スイツチ６とオンによる並列運転期
間、又は第１の選択スイツチ６とサイリスタスイ
ツチ８ｂとのオンによる並列運転期間にはスイツ
チ１９の接点Ａはオンに保たれる。サイリスタス
イツチ８ｂはゲート信号が消滅しても保持電流以
下になるまで導通を維持するので、商用電源電圧
をタイミング調整回路３３に加え、単安定マルチ
バイブレータ３０の出力の立下り時点を商用電源
電圧の零近傍に同期させている。

次に、第４図〜第６図を参照して第２図の回路
で負荷２に電力を供給する方法について述べる。

第４図のt₁時点以前に於いて、電磁スイツチ８
ａのオンで第４図Ａに示すように第２の選択スイ
ツチ８をオンとし、一方、第１の選択スイツチ６
をオフとして商用電源１から負荷２に電力を供給
している場合には、第４図Ｄに示す如く切換スイ
ツチ１９が接点Ｂに投入され、第１の電圧検出回
路１６の電圧が制御回路１２に送られる。しかる
後商用電源１による電力供給状態から変換器４に
よる電力供給状態への切換えを無瞬断で行う場合
には、電磁スイツチ８ａをオンに保つたまま、第
１の選択スイツチ６をオンにして、t₁〜t₂の比較
的短時間に負荷２に商用電源１と変換器４との両
方を接続する。このt₁〜t₂期間では、第４図Ｃに
示す如く、切換スイツチ１９の接点Ａが電磁スイ
ツチ８ａに連動してオンになり、フイルタ５の前
段の電圧が制御回路１２に送られる。この結果、
t₁〜t₂期間に於いても、フイルタ５の前段が一定
電圧になるように変換器４が制御される。

今、t₁〜t₂期間で、商用電源１から負荷２に供
給する電圧と変換器４の出力電圧との間に差があ
ると、その差の電圧がリアクトルＬに加わり、リ
アクトルＬのインピーダンス値と差の電圧値とに
よつて決まる横流が流れる。この際、フイルタ５
の前段の電圧は商用電源電圧に実質的に無関係に
一定値に制御されているので、フイルタ５の前段
の電圧と後段の電圧との差は比較的小さい値に保
たれ、横流も低い値に制限される。もし、従来の
ようにフイルタ５の後段で電圧検出して並行運転
すると、横流が増大し、変換器４の運転が不能に
なることがある。即ち、例えば、商用電源１に基
づく電圧が、変換器４の基準電圧よりも高いとす
れば、この高い電圧が制御回路の入力となり、変
換器４の出力電圧を下げるような動作となる。し
かし、商用電源１の電源容量は大きいために、変
換器４の出力電圧を下げてもフイルタ５の後段の
検出電圧は低下せず、検出電圧は高い値に保た
れ、変換器４の出力電圧は更に低下する。この結
果、変換器４の出力電圧と商用電源電圧との差が
更に大きくなり、横流も増大し、変換器４が動作
不能になつたり、破壊する恐れがあつた。また、
スイツチ素子S₁〜S₄をサイリスタで構成する場合
には、転流不能となつた。これに対して、本実施
例の方式では、フイルタ５の前段の電圧を検出し
ているので、商用電源電圧に実質的無関係に変換
器４の定電圧制御を継続することが出来、横流の
増大が制限される。

ところで、リアクトルＬのインピーダンス値が
低かつたり、商用電源電圧が高い場合には、横流
も大きくなる。そこで、本実施例では、横流又は
通常運転時の電流が所定値以上になつたことを検
出し、これによつて、全部のスイツチ素子S₁〜S₄
を同時にオフ制御している。これを第６図を参照
して更に詳しく説明すると、変流器から成る電流
検出器２０によつて検出される電流が第６図Ａ
に示す如く、基準電流Ｉ_Rよりもt₃時点で大きく
なると、コンパレータ２８の出力が低レベルとな
り、ANDゲート２６が非導通となる。ANDゲー
ト２６にはパルス幅変調用のコンパレータ２４か
ら例えば第６図Ｂのt₂〜t₁₁の幅のパルスが発生し
ていても、これがそのままスイツチング素子S₁S₄
に送られず、t₃〜t₄に示すように中断される。第
３図及び第６図にはスイツチング素子S₁S₄の制御
系のみが示されているが、スイツチ素子S₂，S₃の
制御系に於いても同一の動作となる。これによ
り、全部のスイツチング素子S₁〜S₄がオフにな
る。t₃〜t₄期間で全部のスイツチング素子S₁〜S₄
がオフになると、出力トランス１１の１次巻線
N₁が開放された状態となり、出力トランス１１
がリアクトルとなり、これがフイルタ５のリアク
トルＬと共に商用電源１に接続された状態となつ
て変換器４に流入する電流は減少する。変換器４
の電流Ｉがt₄時点で基準電流Ｉ_Rより小さくなる
と、電流検出コンパレータ２８の出力が高レベル
となり、スイツチ素子S₁〜S₄に制御パルスが与え
られる。t₄〜t₅期間でスイツチS₁，S₄をオンにす
ることによつて再び電流Ｉが基準電流Ｉ_Rを横切
つた場合には前述の動作を繰返す。これにより、
変換器４の出力電流を制限することが可能にな
り、第４図に示すt₁〜t₂期間で商用電源とインバ
ータとの並行運転が可能になり、無瞬断切換が可
能になる。

第４図のt₂以後に於いて変換器４のみで電力を
供給している時にt₃で例えば負荷R₁で短絡事故が
生じ、過電流が検出されると、切換スイツチ１９
の接点ａがオンになり、フイルタ５の前段の電圧
によつて変換器４が制御される。従つて、t₃〜t₄
期間に於いても変換器４はt₁〜t₂期間と同様な動
作となり並列運転時の横流が制限される。t₃〜t₄
期間にサイリスタスイツチ８ｂがオンになると、
商用電源１が短絡負荷R₁に接続されているの
で、短絡負荷R₁に十分な電流を供給することが
可能になり、ヒユーズP₁が溶断する。従つて、t₄
時点でサイリスタスイツチ８ｂがオフになり、負
荷２に変換器４のみが接続された状態となつて
も、過電流が流れない。

第５図は変換器４による電力供給状態から商用
電源１による電力供給状態に切換える際の動作を
示すものである。この際には、t₁時点以前に於い
て第１の選択スイツチ６をオンにして変換器４か
ら電力を供給し、この第１の選択スイツチ６をオ
フにする前に第５図Ａに示すように第２の選択ス
イツチ８をオンにする。これにより、t₁〜t₂期間
には変換器４と商用電源１とが並行運転され、無
瞬断で電力を供給することが出来る。t₁〜t₂期間
には第４図の切換の場合と同様に横流の問題が生
じるが、本実施例では第５図Ｃ，Ｄに示す如くス
イツチ１９の接点Ａをオン、接点Ｂをオフとして
フイルタ５の前段の電圧を検出するので、横流が
大幅に制限される。

上述から明らかなように本実施例の方式には次
の利点がある。

(イ) 変換器４から負荷２に電力を供給している状
態で過電流状態となつた際に、変換器４を負荷
２から切り離さずに、接続した状態に保ち、商
用電源１を負荷２に接続して一定時間のみ並行
運転状態とするので、短絡負荷の切り離しが可
能になり、他の負荷に対する障害が短時間の内
に除去される。

(ロ) 並行運転時に変換器４を制御するための電圧
検出点をフイルタ５の前段とするので、商用電
源１による電圧と変換器４の出力電圧との差の
電圧がリアクリトＬに加わり、これにより横流
が決定される。そしてフイルタ５の前段の電圧
がほぼ一定に保たれるので、横流の増大が制限
される。

(ハ) 選択スイツチ６，８ａを電磁スイツチ即ち電
磁接触器とすることが可能になるので、低コス
ト化、小形化、電力損失の低減、制御方式の簡
略化が可能になる。

(ニ) 変換器４の出力電流が負荷短絡又は横流によ
つて一定値以上になつた場合に、変換器４の出
力電圧を位相制御で低下させるような制御とせ
ずに、全部のスイツチS₁〜S₄をオフにするよう
に制御するので、並行運転時に於いては出力ト
ランス１１がリアクトルとして作用し、横流を
低減することが出来る。そして、横流が所定値
以下になると再びスイツチS₁〜S₄による変換動
作が開始されるので、無瞬断での電力供給を行
うことが可能になる。

以上、本発明の実施例について述べたが、本発
明は、これに限定されるものではなく、更に変形
可能なものである。例えば、第７図に示す如くス
イツチ素子S₁〜S₄をサイリスタで構成し、サイリ
スタS₅〜S₈とリアクトルL₁〜L₂とコンデンサC₁
〜C₂とから成る転流回路を設けたサイリスタイ
ンバータを変換器４に使用する場合にも適用可能
である。また、変換器４を三相ブリツジインバー
タ、又はハーフブリツジインバータ等にする場合
にも適用可能である。

また、第３図の制御回路１２に於いて過電流検
出のコンパレータ２８を過電流の検出に応答して
高レベル出力が得られるように構成し、これを
ANDゲート２６の入力とせずに、OR回路によつ
て誤差増幅器２２の出力と共にコンパレータ２４
の入力とし、過電流時にコンパレータ２４からパ
ルスが発生するのが中断されるようにしてもよ
い。

またスイツチ６，８ａをサイリスタ等の半導体
スイツチにする場合にも適用可能である。また実
施例では第１の選択スイツチ６をオフにしている
期間に於ける変換器４の出力電圧の検出点をフイ
ルタ５の後段としているが、このオフ期間の電圧
検出点を並行運転時と同様にフイルタ５の前段と
してもよい。また電流検出器２０をフイルタ５の
後段に移してもよい。

また、並行運転時に電圧検出点をフイルタ５の
前段に移す代りに、第８図に示す如く、商用電源
電圧にほぼ近い電圧の固定電源３４を検出ライン
１３にスイツチ１９によつて接続する方式にも適
用可能である。このように、検出ライン１３に固
定電圧を供給すると、商用電源の電圧に無関係に
出力電圧が一定値となり、横流の増大が制限され
る。また、第８図に示すように固定電圧とせず
に、並行運転直前の変換器４の出力電圧、及び位
相を保持して、この保持電圧及び位相で制御する
ようにしてもよい。

また単安定マルチバイブレータ３０によつて一
定時間のみサイリスタスイツチ８ｂにゲート信号
を加える代りに、コンパレータ２８による過電流
検出期間のみサイリスタスイツチ８ｂにゲート信
号を供給してもよい。またコンパレータ２８の他
にもう一つの過電流検出用コンパレータを設け、
コンパレータ２８と異なるレベルの過電流を検出
してスイツチ８ｂを制御してもよい。またスイツ
チ８ｂをサイリスタの逆並列回路としてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電力供給方式を示すブロツク
図、第２図は本発明の実施例に係わる電力供給方
式を示すブロツク図、第３図は第２図の制御回路
の一部を示すブロツク図、第４図は第２図の方式
に於いて商用電源から変換器に切換える際の各部
の状態を示すタイミング図、第５図は変換器から
商用電源に切換える際の各部の状態を示すタイミ
ング図、第６図は第３図の制御回路の動作を示す
波形図である。第７図は変換器の変形例を示す回
路図である。第８図は電圧検出回路の変形例を示
す回路図である。 尚図面に用いられている符号に於いて、１は商
用電源、２は負荷、４は直流−交流変換器、５は
波形整形フイルタ、６は第１の選択スイツチ、７
はインバータ電力供給回路、８は第２の選択スイ
ツチ、８ｂはサイリスタスイツチ、９は商用電力
供給回路、１１は出力トランス、１２は制御回
路、１３は電圧検出ライン、１４は電流検出ライ
ン、１９は切換スイツチ、２０は電流検出器であ
る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 過電流に応答する回路遮断装置を夫々備えた
   複数の負荷に交流電力を供給する方式であつて、 商用電源に同期していると共に定電圧制御され
   ている交流出力を得るように構成され、且つ前記
   複数の負荷に常時接続されている定電圧制御可能
   な直流−交流変換器と、 前記商用電源を前記複数の負荷に選択的に接続
   するために前記複数の負荷と前記商用電源との間
   に設けられた選択スイツチと、 前記直流−交流変換器の出力電流を検出する電
   流検出器と、 前記電流検出器によつて検出された電流が一定
   値以上になつた時に過電流検出出力を発生する過
   電流検出回路と、 前記過電流検出回路から得られる過電流検出出
   力に応答して一定時間又は過電流検出期間のみ前
   記選択スイツチをオン制御するスイツチ制御回路
   と、 を有していることを特徴とする電力供給方式。 ２ 前記選択スイツチはサイリスタスイツチであ
   る特許請求の範囲第１項記載の電力供給方式。 ３ 前記回路遮断装置はヒユーズである特許請求
   の範囲第１項記載の電力供給方式。