JPS6145416B2 - - Google Patents
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- JPS6145416B2 JPS6145416B2 JP6026578A JP6026578A JPS6145416B2 JP S6145416 B2 JPS6145416 B2 JP S6145416B2 JP 6026578 A JP6026578 A JP 6026578A JP 6026578 A JP6026578 A JP 6026578A JP S6145416 B2 JPS6145416 B2 JP S6145416B2
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- Japan
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- transversal filter
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- signal
- signals
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 16
- 238000013507 mapping Methods 0.000 claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000003491 array Methods 0.000 description 3
- 210000004556 brain Anatomy 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000008685 targeting Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は伝送路における波形歪を自動的に等
化する自動等化器に関し、詳しくはデイジタル情
報とアナログ値情報を、例えば電話回線のように
周波数帯域制限され且つ大きな波形歪を受ける伝
送路を用いて同時に伝送する場合において、上記
波形歪を自動的に取り除く自動等化器に関する。
化する自動等化器に関し、詳しくはデイジタル情
報とアナログ値情報を、例えば電話回線のように
周波数帯域制限され且つ大きな波形歪を受ける伝
送路を用いて同時に伝送する場合において、上記
波形歪を自動的に取り除く自動等化器に関する。
この発明の対象とする変調方式は現在多くの高
速データ伝送において採用されている直交振幅変
調方式を変形したものである。まず第１に上記直
交振幅変調方式の説明を行い、第２にこの発明の
自動等化器が適用される変調方式の説明を行い、
第３にこの発明の自動等化器の原理を説明する。
速データ伝送において採用されている直交振幅変
調方式を変形したものである。まず第１に上記直
交振幅変調方式の説明を行い、第２にこの発明の
自動等化器が適用される変調方式の説明を行い、
第３にこの発明の自動等化器の原理を説明する。
高速データ伝送で用いられている直交振幅変調
とは２つの互に直交する搬送波、すなわち正弦波
と余弦波を２つの独立な情報系列で振幅変調して
伝送する方式である。例えば正弦波を変調する信
号を 余弦波を変調する信号を とすると、変調された送信信号Ｓ（ｔ）は Ｓ（ｔ）＝ｐ（ｔ）sin2πｆcｔ ＋ｑ（ｔ）cos2πｆcｔ で表わされる。ここでＴは２つのデータ系列ａ
k，ｂkが送られる時間間隔であり、cは搬送波
の周波数であり通常音声帯域を対象とした高速デ
ータ伝送では1700Hz又は1800Hzに選ばれている。
9600ビツト／秒の伝送においてはＴ＝1/2400であ
り、したがつてａk及びｂkは各々２ビツトの情報
を持つ必要があり、（ａk，ｂk）なる座標のとり
得る値は16通り必要となる。第１図は9600ビツ
ト／秒の伝送を実現するデータ点配置（ａk，ｂ
k）の一例である。もし送信信号ｓ（ｔ）が全く
歪を受けずに受信され、且つパルス波形ｍ（ｔ）
がナイキスト条件 ｍ（ｏ）＝１、ｍ（kT）＝０（ｋ≠０） を満たしていれば、受信されたｓ（ｔ）を２軸同
期検波して分離されるｐ（ｔ）及びｑ（ｔ）をＴ
秒毎に時刻ｔ＝iTでサンプルして得られる値の
組は（ａi，ｂi）であり、第１図のデータ点のど
れかに対応する。
とは２つの互に直交する搬送波、すなわち正弦波
と余弦波を２つの独立な情報系列で振幅変調して
伝送する方式である。例えば正弦波を変調する信
号を 余弦波を変調する信号を とすると、変調された送信信号Ｓ（ｔ）は Ｓ（ｔ）＝ｐ（ｔ）sin2πｆcｔ ＋ｑ（ｔ）cos2πｆcｔ で表わされる。ここでＴは２つのデータ系列ａ
k，ｂkが送られる時間間隔であり、cは搬送波
の周波数であり通常音声帯域を対象とした高速デ
ータ伝送では1700Hz又は1800Hzに選ばれている。
9600ビツト／秒の伝送においてはＴ＝1/2400であ
り、したがつてａk及びｂkは各々２ビツトの情報
を持つ必要があり、（ａk，ｂk）なる座標のとり
得る値は16通り必要となる。第１図は9600ビツ
ト／秒の伝送を実現するデータ点配置（ａk，ｂ
k）の一例である。もし送信信号ｓ（ｔ）が全く
歪を受けずに受信され、且つパルス波形ｍ（ｔ）
がナイキスト条件 ｍ（ｏ）＝１、ｍ（kT）＝０（ｋ≠０） を満たしていれば、受信されたｓ（ｔ）を２軸同
期検波して分離されるｐ（ｔ）及びｑ（ｔ）をＴ
秒毎に時刻ｔ＝iTでサンプルして得られる値の
組は（ａi，ｂi）であり、第１図のデータ点のど
れかに対応する。
この発明において対象とする変調方式はデイジ
タル情報とアナログ値情報を同時に伝送するもの
であり、上述の直交振幅変調を以下に説明するよ
うに拡張したものである。
タル情報とアナログ値情報を同時に伝送するもの
であり、上述の直交振幅変調を以下に説明するよ
うに拡張したものである。
上記拡張の方法はａkがデイジタル情報をにな
い、ｂkがアナログ値情報をになう方法である。
この場合ｂkの大きさが−∨から∨までの間に制
限されているとすれば座標（ａk，ｂk）は第２図
の実線の上に写像される。座標（ａk，ｂk）は電
話回線を用いて毎秒2400回伝送するものとすれ
ば、第２図の写像ではａkによつて4800ビツト／
秒のデータ伝送を行うことができ、同時にｂkに
よつて毎秒2400個のアナログ値を伝送することが
できる。以下第２図の写像方法をラスタ写像方法
と呼ぶ。実際には送信信号ｓ（ｔ）は電話回線を
伝送する間に大きな波形歪を受ける。したがつて
上述の伝送方式においても高速データ伝送の場合
と同様自動等化器によつて波形歪を取り除き正確
に座標（ａk，ｂk）を検出する必要がある。
い、ｂkがアナログ値情報をになう方法である。
この場合ｂkの大きさが−∨から∨までの間に制
限されているとすれば座標（ａk，ｂk）は第２図
の実線の上に写像される。座標（ａk，ｂk）は電
話回線を用いて毎秒2400回伝送するものとすれ
ば、第２図の写像ではａkによつて4800ビツト／
秒のデータ伝送を行うことができ、同時にｂkに
よつて毎秒2400個のアナログ値を伝送することが
できる。以下第２図の写像方法をラスタ写像方法
と呼ぶ。実際には送信信号ｓ（ｔ）は電話回線を
伝送する間に大きな波形歪を受ける。したがつて
上述の伝送方式においても高速データ伝送の場合
と同様自動等化器によつて波形歪を取り除き正確
に座標（ａk，ｂk）を検出する必要がある。
この発明の目的は伝送路における波形歪を自動
的に取くことによつて正確にデイジタル情報とア
ナログ値情報を分離し検出するための自動等化器
を提供することにある。
的に取くことによつて正確にデイジタル情報とア
ナログ値情報を分離し検出するための自動等化器
を提供することにある。
次にこの発明について図面を用いて詳細に説明
する。
する。
先づ、ラスタ写像方法による伝送方式に対して
適用するこの発明の自動等化器に原理について説
明する。
適用するこの発明の自動等化器に原理について説
明する。
直交振幅変調の自動等化問題はすべての信号を
複素数で表現すると体系的且つ簡潔に説明するこ
とができる。電話回線の等価ベースバンド系のイ
ンパルス応答をＨ（ｔ）とすると受信信号を２軸
同期検波して得られる２つの信号（同相成分と直
交成分）の複素数表現Ｒ（ｔ）は次のようにな
る。
複素数で表現すると体系的且つ簡潔に説明するこ
とができる。電話回線の等価ベースバンド系のイ
ンパルス応答をＨ（ｔ）とすると受信信号を２軸
同期検波して得られる２つの信号（同相成分と直
交成分）の複素数表現Ｒ（ｔ）は次のようにな
る。
ただし
Ｄk＝ａk＋jbk
Ｘ（ｔ）＝∫∞ −∞ｍ（ｔ−τ）Ｈ（τ）ｄτ
自動等化器は第３図に示すような複素信号Ｒ
（ｔ）を入力とす可変複素数値タツプゲインC1、
……ＣNを有する２次元可変トランスバーサルフ
イルタで構成される。第３図においては遅延線に
Ｒ（ｔ）が入力され、遅延線から等間隔に引き出
された信号の引き出し線を通してＲ（ｒ）に異る
遅延はほどこした複数個の信号が取り出される。
これらの各信号に対して対応する複素タツプゲイ
ンC1，C2，C3，……ＣNが掛けられ、この結果得
られたＮ個の信号が総和器（Σ）で加算されて自
動等化器の出力となる。この自動等化器の出力信
号をＹ（ｔ）とすると、Ｙ（ｔ）をＴ秒毎にサン
プルした値が正確にａk＋jbkになるように各タツ
プゲインを調整することが自動等化の目的であ
り、この発明の要点は各タツプゲインを自動的に
調整する回路を提供することにある。
（ｔ）を入力とす可変複素数値タツプゲインC1、
……ＣNを有する２次元可変トランスバーサルフ
イルタで構成される。第３図においては遅延線に
Ｒ（ｔ）が入力され、遅延線から等間隔に引き出
された信号の引き出し線を通してＲ（ｒ）に異る
遅延はほどこした複数個の信号が取り出される。
これらの各信号に対して対応する複素タツプゲイ
ンC1，C2，C3，……ＣNが掛けられ、この結果得
られたＮ個の信号が総和器（Σ）で加算されて自
動等化器の出力となる。この自動等化器の出力信
号をＹ（ｔ）とすると、Ｙ（ｔ）をＴ秒毎にサン
プルした値が正確にａk＋jbkになるように各タツ
プゲインを調整することが自動等化の目的であ
り、この発明の要点は各タツプゲインを自動的に
調整する回路を提供することにある。
ラスタ写像の場合のタツプゲイン調整はＴ秒毎
に次の式にしたがつて行われる。
に次の式にしたがつて行われる。
Ｃｋ＋１ ｏ＝Ｃｋ ｏ−αａk-o
（Ｙ（（ｋ−Ｌ）Ｔ）−ａk-L）
（ｎ＝１，２，…Ｎ，１ＬＮ）
ここでａkは時刻ｔ＝kTにおける自動等化器の
出力信号のサンプル値Ｙ（kT）から得られるデ
イジタル情報の推定値を表わし第２図の場合−３
又は−１又は１又は３である。整数Ｌは予め定め
られた中央のタツプゲインを表わす番号である。
もしデイジタル情報系列ａkがランダム化され、
十分小さな係数αが選ばれていれば上式によつて
逐次的に調整を受けたタツプゲインはＹ（kT）＝
ａk＋jbkを表現するに至る。このタツプゲイン調
整法の特徴はアナログ値情報系列ｂkがゲイン変
動をともない、更に時間的相関をともなう場合に
おいても所望の解に収束することにあり、より広
い分野のアナログ値情報伝送に適用することがで
きる。
出力信号のサンプル値Ｙ（kT）から得られるデ
イジタル情報の推定値を表わし第２図の場合−３
又は−１又は１又は３である。整数Ｌは予め定め
られた中央のタツプゲインを表わす番号である。
もしデイジタル情報系列ａkがランダム化され、
十分小さな係数αが選ばれていれば上式によつて
逐次的に調整を受けたタツプゲインはＹ（kT）＝
ａk＋jbkを表現するに至る。このタツプゲイン調
整法の特徴はアナログ値情報系列ｂkがゲイン変
動をともない、更に時間的相関をともなう場合に
おいても所望の解に収束することにあり、より広
い分野のアナログ値情報伝送に適用することがで
きる。
以下に第４図，第５図、および第６図に従つて
本発明の実施例を説明する。
本発明の実施例を説明する。
第４図において端子１および２から２軸同期検
波して得られる２つのベースバンド信号が入力さ
れる。端子１には遅延素子３および４が直列に接
続された遅延線が接続され、端子２には遅延素子
４および６が直列に接続された遅延線が接続され
る。各遅延素子を接続する接続線からは２つづつ
対になつた信号の引き出し線７と８，９と１０，
１１と１２が引き出されており、上記３つの対に
なつた引き出し線に対して第６図に示した２次元
ブリツジ可変減衰器１３，１４および１５が接続
されている。上記２次元ブリツジ可変減衰器は複
素信号Ｘ＋jYと複素タツプゲインｃi＋jdiの複素
掛算を行う回路であり掛算結果（Xci−Ydi）＋ｊ
（Xdi＋Yci）の実部及び虚部がそれぞれ第６図の
２つの加算器の出力として取り出される。各２次
元ブリツジ型可変減衰器は２つの信号を出力し加
算器１６では線路１７，１８、および１９を流れ
る各２次元ブリツジ型可変減衰器の一方の出力信
号の総和が求められる線路２０に出力される。同
様に加算器２１では線路２２，２３および２４を
流れる各２次元ブリツジ型可変減衰器の他方の出
力信号の総和が求められる線路２５に等化信号が
出力される。２７は線路２０および２５に出力さ
れた信号からデイジタルを推定する推定器であ
り、線路３８にデイジタル推定データを出力す
る。この推定器２７は線路２０に出力される信号
をＰとすると、まずＰのレベルを判定し、この判
定結果に対応して次に示す規制で線路３８に推定
データＤを出力する回路であり、レベル判定器と
簡単な論理回路で構成することができる。
波して得られる２つのベースバンド信号が入力さ
れる。端子１には遅延素子３および４が直列に接
続された遅延線が接続され、端子２には遅延素子
４および６が直列に接続された遅延線が接続され
る。各遅延素子を接続する接続線からは２つづつ
対になつた信号の引き出し線７と８，９と１０，
１１と１２が引き出されており、上記３つの対に
なつた引き出し線に対して第６図に示した２次元
ブリツジ可変減衰器１３，１４および１５が接続
されている。上記２次元ブリツジ可変減衰器は複
素信号Ｘ＋jYと複素タツプゲインｃi＋jdiの複素
掛算を行う回路であり掛算結果（Xci−Ydi）＋ｊ
（Xdi＋Yci）の実部及び虚部がそれぞれ第６図の
２つの加算器の出力として取り出される。各２次
元ブリツジ型可変減衰器は２つの信号を出力し加
算器１６では線路１７，１８、および１９を流れ
る各２次元ブリツジ型可変減衰器の一方の出力信
号の総和が求められる線路２０に出力される。同
様に加算器２１では線路２２，２３および２４を
流れる各２次元ブリツジ型可変減衰器の他方の出
力信号の総和が求められる線路２５に等化信号が
出力される。２７は線路２０および２５に出力さ
れた信号からデイジタルを推定する推定器であ
り、線路３８にデイジタル推定データを出力す
る。この推定器２７は線路２０に出力される信号
をＰとすると、まずＰのレベルを判定し、この判
定結果に対応して次に示す規制で線路３８に推定
データＤを出力する回路であり、レベル判定器と
簡単な論理回路で構成することができる。
Ｐ２ のとき Ｄ＝00
２＞Ｐ０ のとき Ｄ＝01
−２Ｐ＜０ のとき Ｄ＝10
Ｐ＜−２のとき Ｄ＝11
なおＤ＝00は直交座標ａkが３であり、Ｄ＝01
で１であり、Ｄ＝10は−１であり、０＝11は−３
であることを意味する。線路２０および２５に出
力された等化信号および線路３８に出力された推
定デイジタルデータはタツプゲイン修正回路２３
に入力され、タツプゲイン修正回路２３では各２
次元ブリツジ可変減衰器１３，１４および１５に
作用する可変ゲインを線路２９，３０，３１，３
２，３３および３４に出力する。
で１であり、Ｄ＝10は−１であり、０＝11は−３
であることを意味する。線路２０および２５に出
力された等化信号および線路３８に出力された推
定デイジタルデータはタツプゲイン修正回路２３
に入力され、タツプゲイン修正回路２３では各２
次元ブリツジ可変減衰器１３，１４および１５に
作用する可変ゲインを線路２９，３０，３１，３
２，３３および３４に出力する。
第５図はタツプゲイン修正回路２３の実施例で
ある。線路３８より入来した推定デイジタルデー
タは、それに対する等化信号、すなわち線路２５
より入来した信号と、減算器４５によつて、差が
とられ誤差信号を入力する。この誤差信号および
線路２０から入来した等化信号は、前記の遅延素
子列、３，４および５，６と同じ遅延時間および
個数をもつ遅延素子列４１，４２と４３，４４に
接続される。一方線路３８より入来した推定デイ
ジタルデータは、この自動等化器で中心となるタ
ツプ位置までの遅延と等しい遅延をもつた遅延素
子４６に接続される。遅延素子４６の出力信号
は、前記遅延素子４１，４２，４３，４４等に接
続された接続線からの信号と掛算器４７，４８，
４９，５０，５１および５２でそれぞれ掛け合わ
され、増幅器５３，５４，５５，５６，５７およ
び５８で定数倍され、積分器５９，６０，６１，
６２，６３および６４の内容を更新し、線路２
９，３０，３１，３２，３３および３４に新しい
タツプゲインを導出する。
ある。線路３８より入来した推定デイジタルデー
タは、それに対する等化信号、すなわち線路２５
より入来した信号と、減算器４５によつて、差が
とられ誤差信号を入力する。この誤差信号および
線路２０から入来した等化信号は、前記の遅延素
子列、３，４および５，６と同じ遅延時間および
個数をもつ遅延素子列４１，４２と４３，４４に
接続される。一方線路３８より入来した推定デイ
ジタルデータは、この自動等化器で中心となるタ
ツプ位置までの遅延と等しい遅延をもつた遅延素
子４６に接続される。遅延素子４６の出力信号
は、前記遅延素子４１，４２，４３，４４等に接
続された接続線からの信号と掛算器４７，４８，
４９，５０，５１および５２でそれぞれ掛け合わ
され、増幅器５３，５４，５５，５６，５７およ
び５８で定数倍され、積分器５９，６０，６１，
６２，６３および６４の内容を更新し、線路２
９，３０，３１，３２，３３および３４に新しい
タツプゲインを導出する。
第５図で示されたタツプゲイン修正回路はいず
れも、１つのサンプル値を得る毎に１回の割合で
遂次修正され自動等化が行なわれる。
れも、１つのサンプル値を得る毎に１回の割合で
遂次修正され自動等化が行なわれる。
この発明によれば、このようにデータ伝送とし
てのデイジタル情報とアナログ値情報を同時に伝
送する変復調装置は種々の新しい応用を生み出す
ものと思われるが、特に既設電話回線を用いた応
用分野としてデータと音声の同時伝送、データと
生体医療情報（心電図、脳波等）との同時伝送、
写真伝送等々多くの応用が可能となる。
てのデイジタル情報とアナログ値情報を同時に伝
送する変復調装置は種々の新しい応用を生み出す
ものと思われるが、特に既設電話回線を用いた応
用分野としてデータと音声の同時伝送、データと
生体医療情報（心電図、脳波等）との同時伝送、
写真伝送等々多くの応用が可能となる。
第１図，第２図はこはこの発明の原理を説明す
るための図であり、第１図はデータ点配置の一例
を示す図、第２図はラスタ写像方法を説明する
図、第３図は２次元可変トランスバーサルフイル
タを示すブロツク図、第４図はこの発明の自動等
化器の一実施例を示すブロツク図、第５図はタツ
プゲイン修正回路２３の一実施例を示すブロツク
図、第６図は２次元ブリツジ可変減衰器を示すブ
ロツク図である。 図において、３，４，５，６は遅延素子、１
３，１４，１５は２次元ブリツジ型可変減衰器、
１６，２１は加算器、２７は推定器、２３はタツ
プゲイン修正回路、４５は減算器、４１，４２，
４３，４４は遅延素子列、４６は遅延素子、４
７，４８，４９，５０，５１，５２は掛算器、５
３，５４，５５，５６，５７，５８は増幅器、５
９，６０，６１，６２，６３，６４は積分器をそ
れぞれ示す。
るための図であり、第１図はデータ点配置の一例
を示す図、第２図はラスタ写像方法を説明する
図、第３図は２次元可変トランスバーサルフイル
タを示すブロツク図、第４図はこの発明の自動等
化器の一実施例を示すブロツク図、第５図はタツ
プゲイン修正回路２３の一実施例を示すブロツク
図、第６図は２次元ブリツジ可変減衰器を示すブ
ロツク図である。 図において、３，４，５，６は遅延素子、１
３，１４，１５は２次元ブリツジ型可変減衰器、
１６，２１は加算器、２７は推定器、２３はタツ
プゲイン修正回路、４５は減算器、４１，４２，
４３，４４は遅延素子列、４６は遅延素子、４
７，４８，４９，５０，５１，５２は掛算器、５
３，５４，５５，５６，５７，５８は増幅器、５
９，６０，６１，６２，６３，６４は積分器をそ
れぞれ示す。
Claims (1)
- １ 正弦波と余弦波の２つの搬送波を同時に振幅
変調する直交振幅変調を拡張したラスタ写像方法
を用いてデイジタル情報とアナログ値情報を同時
に伝送する方式において、２軸同期検波された２
つのベースバンド信号を入力する２次元可変トラ
ンスバーサルフイルタと、上記２次元可変トラン
スバーサルフイルタの２つの出力信号のうち一方
の信号から送信デイジタル情報の推定値を得る手
段と、上記推定値と２次元可変トランスバーサル
フイルタの出力信号との誤差を求める手段と、上
記推定値と上記誤差を用いて２次元可変トランス
バーサルフイルタにおける可変複素数値タツプゲ
インを調整する手段を備えることによつて、アナ
ログ値情報のゲイン変動及び時間的相関に依存せ
ず等化を行うことを特徴とする自動等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6026578A JPS54151349A (en) | 1978-05-19 | 1978-05-19 | Automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6026578A JPS54151349A (en) | 1978-05-19 | 1978-05-19 | Automatic equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54151349A JPS54151349A (en) | 1979-11-28 |
| JPS6145416B2 true JPS6145416B2 (ja) | 1986-10-08 |
Family
ID=13137138
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6026578A Granted JPS54151349A (en) | 1978-05-19 | 1978-05-19 | Automatic equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54151349A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56107614A (en) * | 1980-01-31 | 1981-08-26 | Nec Corp | Automatic equalizer |
-
1978
- 1978-05-19 JP JP6026578A patent/JPS54151349A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54151349A (en) | 1979-11-28 |
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