JPS6139729A - デジタル・アナログ変換装置 - Google Patents
デジタル・アナログ変換装置Info
- Publication number
- JPS6139729A JPS6139729A JP16142984A JP16142984A JPS6139729A JP S6139729 A JPS6139729 A JP S6139729A JP 16142984 A JP16142984 A JP 16142984A JP 16142984 A JP16142984 A JP 16142984A JP S6139729 A JPS6139729 A JP S6139729A
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- JP
- Japan
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- gate
- bit
- circuit
- output
- data
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野]
本発明は、2進数の重み付けによって符号化されたデジ
タル信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ
変換装置に関し、特に、入力デジタルデータをパルス幅
変調(P W M : Pu1se媚dthModul
ation )波に変換してアナログ化する方式のもの
に関する。
タル信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ
変換装置に関し、特に、入力デジタルデータをパルス幅
変調(P W M : Pu1se媚dthModul
ation )波に変換してアナログ化する方式のもの
に関する。
本発明に係るデジタル・アナログ変換装置は、例えば、
所謂P CM (Pu1se Cod’e Modul
ation)オーディオ装置等に適用される。
所謂P CM (Pu1se Cod’e Modul
ation)オーディオ装置等に適用される。
従来より、単純二進符号や二進化十進符号のように各ビ
ットが一定の重みを持ったデジタル信号をアナログ信号
に変換するデジタル・アナログ(D/に’)変換装置は
、上記各ビットの重みにて与えられるデジタル情報に対
応するパルス振幅変調(P A pJ : Pu1se
Amplitude Modulation )
波やPWM波に上記デジ“タル信号を変換して、上記P
AM波あるいはPWM波を低域通過フィルタ等にて補間
することによりアナログ信号を得るようにした変換方式
のも・のが広く知られている。
ットが一定の重みを持ったデジタル信号をアナログ信号
に変換するデジタル・アナログ(D/に’)変換装置は
、上記各ビットの重みにて与えられるデジタル情報に対
応するパルス振幅変調(P A pJ : Pu1se
Amplitude Modulation )
波やPWM波に上記デジ“タル信号を変換して、上記P
AM波あるいはPWM波を低域通過フィルタ等にて補間
することによりアナログ信号を得るようにした変換方式
のも・のが広く知られている。
デジタル信号をPAM波に変換する方式(以下、PAM
方式という。)のD/A変換装置では、原理的に直線性
の良好な変換特性を得られるのであるが、入力デジタル
信号の各ビットの重みに正確に対応する高精度の抵抗加
算回路や電流加算回路を必要とし、分解能を高めようと
すると回路規模が大きくなり且つ回路全体を高精度に形
成しなければならない。さらに、PAM方式にてNビッ
トの分解能のD/A変換を行なうには、例えば電流加算
回路を利用すると、各ビットに対応して高精度に重みづ
けされたN個の定電流源を必要とする。
方式という。)のD/A変換装置では、原理的に直線性
の良好な変換特性を得られるのであるが、入力デジタル
信号の各ビットの重みに正確に対応する高精度の抵抗加
算回路や電流加算回路を必要とし、分解能を高めようと
すると回路規模が大きくなり且つ回路全体を高精度に形
成しなければならない。さらに、PAM方式にてNビッ
トの分解能のD/A変換を行なうには、例えば電流加算
回路を利用すると、各ビットに対応して高精度に重みづ
けされたN個の定電流源を必要とする。
また、デジタル信号をPWM波に変換する方式(以下、
PWM方式という。)のD/A変換装置では、入力デジ
タルデータに応じてカウンタにより出力のパルス幅を制
御すれば良いので、回路構成が簡単であるが、その変換
特性が原理的に非直線で変換誤差を含み、また、分解能
に応じてカウンタの動作周波数を高くする必要がある。
PWM方式という。)のD/A変換装置では、入力デジ
タルデータに応じてカウンタにより出力のパルス幅を制
御すれば良いので、回路構成が簡単であるが、その変換
特性が原理的に非直線で変換誤差を含み、また、分解能
に応じてカウンタの動作周波数を高くする必要がある。
すなわち、同一人力データをPAM方式とPWM方式に
てD/A変換した場合に、同一人力データに対するPA
M波およびPWM波は第5図Aおよび第5図Bに示すよ
うに時間積分値は等しいのであるが、パルス幅の変化す
るPWM波はパルス高の変化するPAM波と一致する零
あるいはフルスケール(FS )以外の入力テークでは
上記PAM波よりも信号エネルギーがサンプル点tS
に集中しているので低域通過フィルタ等にて補間してア
ナログ信号にしたときの瞬時値レベルが高くなり、PW
M方式では第6図に示すように非直線の変換特性になっ
てしまう。
てD/A変換した場合に、同一人力データに対するPA
M波およびPWM波は第5図Aおよび第5図Bに示すよ
うに時間積分値は等しいのであるが、パルス幅の変化す
るPWM波はパルス高の変化するPAM波と一致する零
あるいはフルスケール(FS )以外の入力テークでは
上記PAM波よりも信号エネルギーがサンプル点tS
に集中しているので低域通過フィルタ等にて補間してア
ナログ信号にしたときの瞬時値レベルが高くなり、PW
M方式では第6図に示すように非直線の変換特性になっ
てしまう。
上記PWM方式における変換特性の非直線性はアナログ
信号の周波数に応じて変化し、信号周波数が高い程、上
記非直線性による歪が大きくなり、また、−変換周期T
内でのPWM波の最大パルス幅が大きい程、上記歪が大
きくなってしまう。
信号の周波数に応じて変化し、信号周波数が高い程、上
記非直線性による歪が大きくなり、また、−変換周期T
内でのPWM波の最大パルス幅が大きい程、上記歪が大
きくなってしまう。
上記PWM方式における変換歪を低減するには、PWM
波のパルス幅を制御するカウンタの動作周波数を高くし
て、データのI L S Bを示すPWM波のパルス幅
を小さくすると、このPWM波を低域通過フィルタにて
補間して得られるアナログ信号の信号レベルが低くなっ
てしまい、最大出力レベルと無信号レベルとの比すなわ
ちダイナミックレンジが低下するという欠点がある。
波のパルス幅を制御するカウンタの動作周波数を高くし
て、データのI L S Bを示すPWM波のパルス幅
を小さくすると、このPWM波を低域通過フィルタにて
補間して得られるアナログ信号の信号レベルが低くなっ
てしまい、最大出力レベルと無信号レベルとの比すなわ
ちダイナミックレンジが低下するという欠点がある。
そこで、本件出願人は上述の如き問題点に鑑みPWM方
式によるD/A変換特性のダイナミックレンジの拡大お
よび直線性の向上を図り、高分解能のD/A変換を可能
にするために、入力デジタルデータを複数種類のPWM
波に変換して、−変換周期内で左右対称に各PWM波を
加算合成するようにしたD/A変換装置(特願昭58−
199576号)や−変換周期を等間隔に分割した各区
間の各中心のタイミングをそれぞ゛れ中心とする左右対
称の複数のPWM波に入力デジタルデータを変換するよ
うにしたD/A変換装置(特願昭58−199577号
)などを先に提案している。
式によるD/A変換特性のダイナミックレンジの拡大お
よび直線性の向上を図り、高分解能のD/A変換を可能
にするために、入力デジタルデータを複数種類のPWM
波に変換して、−変換周期内で左右対称に各PWM波を
加算合成するようにしたD/A変換装置(特願昭58−
199576号)や−変換周期を等間隔に分割した各区
間の各中心のタイミングをそれぞ゛れ中心とする左右対
称の複数のPWM波に入力デジタルデータを変換するよ
うにしたD/A変換装置(特願昭58−199577号
)などを先に提案している。
本発明は、先に提案している特願昭58−19 ・9
576号や特願昭58−199577号の技術思想を有
効に利用して、PWM方式によるD/A変換特性の直線
性の向上を図り、高精度で高分解能のD/A変換動作を
簡単な回路構成にて行ない得るようにした新規な構成の
デジタル・アナログ変換装置を提供するものである。
576号や特願昭58−199577号の技術思想を有
効に利用して、PWM方式によるD/A変換特性の直線
性の向上を図り、高精度で高分解能のD/A変換動作を
簡単な回路構成にて行ない得るようにした新規な構成の
デジタル・アナログ変換装置を提供するものである。
本発明に係るデジタル・アナログ変換装置は、上述の目
的を達成するために、入力デジタルデータのビット数N
に対応するNビットカウンタと、上記入力デジタルデー
タにてゲート制御されるNビットのゲート回路と、この
ゲート回路のゲート出力パルスを加算合成する加算合成
回路とを備えている。
的を達成するために、入力デジタルデータのビット数N
に対応するNビットカウンタと、上記入力デジタルデー
タにてゲート制御されるNビットのゲート回路と、この
ゲート回路のゲート出力パルスを加算合成する加算合成
回路とを備えている。
上記Nビットカウンタは、2 進の計数動作を行ない、
Nビットの計数出力を上記ゲート回路に供給する。上記
ゲート回路は、入力デジタルデータの各ビットの重みに
対応する数の単位パルスを一変換周期の中心のタイミン
グを中心として左右対称に均等に分配したN種類のゲー
ト出力パルスを形成する。上記加算合成回路は、入力デ
ジタルデータに対応するパルス幅変調波出力を合成する
。
Nビットの計数出力を上記ゲート回路に供給する。上記
ゲート回路は、入力デジタルデータの各ビットの重みに
対応する数の単位パルスを一変換周期の中心のタイミン
グを中心として左右対称に均等に分配したN種類のゲー
ト出力パルスを形成する。上記加算合成回路は、入力デ
ジタルデータに対応するパルス幅変調波出力を合成する
。
以下、本発明に係るデジタル・アナログ変換装置の一実
施例について、図面に従い詳細に説明する。
施例について、図面に従い詳細に説明する。
第1図ないし第4図は本発明を4ピツ) D/A変換装
置に適用した一実施例を示しており5この実施例には、
Nビットの入力デジタルデータDtNとしてアナログ信
号をサンブリ′ルグ周期TS毎に量子化した4ビツトの
シリアルデータが第1図のブロック図に示すようにデー
タ入力端子1を介してシリアル・パラレル(81P)変
換器2に供給されている。
置に適用した一実施例を示しており5この実施例には、
Nビットの入力デジタルデータDtNとしてアナログ信
号をサンブリ′ルグ周期TS毎に量子化した4ビツトの
シリアルデータが第1図のブロック図に示すようにデー
タ入力端子1を介してシリアル・パラレル(81P)変
換器2に供給されている。
上記S/P変換器2は、上記入力デジタルデータDIN
をパラレルデータDp (Dz 、Dz 、DB 、D
4 ’]に変換する。このS/P変換器2にて得られる
パラレルデータDp [Dt、I)+、Da、D4]は
、ゲート回路3を構成している第1ないし第4のAND
ゲート31.32,33.34に供給されている。
をパラレルデータDp (Dz 、Dz 、DB 、D
4 ’]に変換する。このS/P変換器2にて得られる
パラレルデータDp [Dt、I)+、Da、D4]は
、ゲート回路3を構成している第1ないし第4のAND
ゲート31.32,33.34に供給されている。
ここで、上記パラレルデータDP[Dt 、Dz 、D
B。
B。
D4]は、上記入力デジタルデータDtNの最上位ピッ
)MSBを示すデータ〔D1〕が上記第1のANDゲー
ト31に供給され、以下、各ビットに対応するデータ(
D2] 、 (D8] 、 ’[:D4]が上記第2゜
第3.第4のANDゲート32,33.34に供給され
ている。
)MSBを示すデータ〔D1〕が上記第1のANDゲー
ト31に供給され、以下、各ビットに対応するデータ(
D2] 、 (D8] 、 ’[:D4]が上記第2゜
第3.第4のANDゲート32,33.34に供給され
ている。
また、この実施例の装置は、上記入力デジタルデータD
INのピッ1数Nに対応する4ビツトカウンタ4を備え
ており、クロック入力端子5から供4ビットの計数出力
データDQ’ [Ql 、Ql 、Qa 、Q4:]が
上記ゲート回路3の第1ないし第4のANDゲート31
.32.33.34に供給されるようになっている。こ
こで、上記計数出力データDQ[Ql、Ql、Qa、Q
4]は、1分周データすなわち第1−ビットデータ〔Q
l〕が上記第1のANDゲート31に直接供給されてい
るとともに上記第2ないし第4のANDゲート32,3
3.34にそれぞれインバータ32A、33A、34A
を介して供給され、1分周データすなわち第2ビツトデ
ータ〔Q2]が上記第2のANDゲート32に直接供給
されているとともに上記第3および第4のANDゲ−)
33.34にそれぞれインバータ33B、34Bを介し
て供給され、i分周データすなわち第3ビツトデータ〔
QB〕が上記第3のANDゲート33に直接供給されて
いるとともに上記第4のANDゲート34にインバータ
34Cを介して供給され、さらに、−分周データすなわ
ち第4ピットデータ〔Q4〕が上記第4のANDゲート
34に直接供給されている。
INのピッ1数Nに対応する4ビツトカウンタ4を備え
ており、クロック入力端子5から供4ビットの計数出力
データDQ’ [Ql 、Ql 、Qa 、Q4:]が
上記ゲート回路3の第1ないし第4のANDゲート31
.32.33.34に供給されるようになっている。こ
こで、上記計数出力データDQ[Ql、Ql、Qa、Q
4]は、1分周データすなわち第1−ビットデータ〔Q
l〕が上記第1のANDゲート31に直接供給されてい
るとともに上記第2ないし第4のANDゲート32,3
3.34にそれぞれインバータ32A、33A、34A
を介して供給され、1分周データすなわち第2ビツトデ
ータ〔Q2]が上記第2のANDゲート32に直接供給
されているとともに上記第3および第4のANDゲ−)
33.34にそれぞれインバータ33B、34Bを介し
て供給され、i分周データすなわち第3ビツトデータ〔
QB〕が上記第3のANDゲート33に直接供給されて
いるとともに上記第4のANDゲート34にインバータ
34Cを介して供給され、さらに、−分周データすなわ
ち第4ピットデータ〔Q4〕が上記第4のANDゲート
34に直接供給されている。
上記ゲート回路3は、上記第1ないし第4のANDゲー
ト31.32,33.34による各ゲート出力[Al1
、 (A2 ] 、 [Aa ] 、 [A4 ]を
加算合成回路6に供給している。ここで、上記第1のA
NDゲート31によるゲート出力〔A1〕は、Al−Q
l@D1 にて示され、上記入力デジタルデータDINのMSBを
示すデータ〔D1〕が論理「1」であるときに、上記M
SBの重みに対応する2(=8)個の単位パルスを一変
換周期Tsの中心のタイミングtOを中心きして左右対
称に分配した第2図に示す如きパルス列となる。また、
上記第2ないし第4のANDゲート32.33.34に
よる谷ゲート出力[A2〕、[Aa:] 、(A4]は
、A2 =Ql−Ql・Dz A8−Ql−Ql・Qa−DB A4=Ql+Q2・Q8+Q4+D4 にて示され、上記入力デジタルデータD■Nの各ビット
を示すデータ[Dz] 、 [Da]、 CD4]がそ
れぞれ論理「l」であるときに、各ビットの重みに対応
する4個、2個、′1個の単位パルス列を出力する。
ト31.32,33.34による各ゲート出力[Al1
、 (A2 ] 、 [Aa ] 、 [A4 ]を
加算合成回路6に供給している。ここで、上記第1のA
NDゲート31によるゲート出力〔A1〕は、Al−Q
l@D1 にて示され、上記入力デジタルデータDINのMSBを
示すデータ〔D1〕が論理「1」であるときに、上記M
SBの重みに対応する2(=8)個の単位パルスを一変
換周期Tsの中心のタイミングtOを中心きして左右対
称に分配した第2図に示す如きパルス列となる。また、
上記第2ないし第4のANDゲート32.33.34に
よる谷ゲート出力[A2〕、[Aa:] 、(A4]は
、A2 =Ql−Ql・Dz A8−Ql−Ql・Qa−DB A4=Ql+Q2・Q8+Q4+D4 にて示され、上記入力デジタルデータD■Nの各ビット
を示すデータ[Dz] 、 [Da]、 CD4]がそ
れぞれ論理「l」であるときに、各ビットの重みに対応
する4個、2個、′1個の単位パルス列を出力する。
さらに、上記加算合成回路6は、ORゲート60にて構
成されており、上記ゲート回路3から供給される各ゲー
ト出力[A1] 、 [A2] 、 (A8] 。
成されており、上記ゲート回路3から供給される各ゲー
ト出力[A1] 、 [A2] 、 (A8] 。
〔A4〕の論理和出力S PWM
SPWM = ILl十八Zへ+As +AL4をPW
M波出力回路7に供給する。
M波出力回路7に供給する。
上記PWM波出力回路7は、上記加算合成回路6から供
給される論理和出力SpwMによりスイッチング制御さ
れるスイッチ71を備え、このスイッチγ1を介して定
電流源72が演算増幅器73の反転入力端子に接続され
ているさともに、上記演算増幅器73の出力端子75と
反転入力端子との間が帰還抵抗74を介して接続され、
さらに、上記演算増幅器73の非反転入力端子が接地さ
れた構成となっている。
給される論理和出力SpwMによりスイッチング制御さ
れるスイッチ71を備え、このスイッチγ1を介して定
電流源72が演算増幅器73の反転入力端子に接続され
ているさともに、上記演算増幅器73の出力端子75と
反転入力端子との間が帰還抵抗74を介して接続され、
さらに、上記演算増幅器73の非反転入力端子が接地さ
れた構成となっている。
上記PWM出力回路7は、そのスイッチ71が上述のゲ
ート回路3の各ゲート出力[All 、 [Az] 、
CA8) 、 [A4 ]の論理和出力SPWMによ
ってスイッチング制御されることによって、第3図に示
すように、パラレルデータDp [:Dx、D2.Da
。
ート回路3の各ゲート出力[All 、 [Az] 、
CA8) 、 [A4 ]の論理和出力SPWMによ
ってスイッチング制御されることによって、第3図に示
すように、パラレルデータDp [:Dx、D2.Da
。
D4]すなわち入力デジタルデータDINに対応したパ
ルス幅変調波出力P W M ou Tを出力端子75
から出力する。
ルス幅変調波出力P W M ou Tを出力端子75
から出力する。
上記出力端子75に得られるパルス幅変調波出力P W
M OUTは、上述の如く一変換周期Tsの中心のタ
イミングtoを中心として左右対称に単位パルスを均等
に分配したパルス列の各ゲート出力〔All 、 [A
2] 、 [A++] 、 CA4 ]を入力デジタル
データDIHに応じて選択的に加算合成したものである
から、このP W M OIJTもタイミングtoを中
心として左右対称の波形を有し信号エネルギーが分散し
ているので、直線性の良好なり/A変換特性を呈するこ
とになる。第4図に、この実施例の装置のD/A変換特
性を実線にて示しである。なお、第4図において一点鎖
線はPAM方式のD/A変換特性を示し、破線は一般的
なPWM方式のD/A変換特性を示しである。
M OUTは、上述の如く一変換周期Tsの中心のタ
イミングtoを中心として左右対称に単位パルスを均等
に分配したパルス列の各ゲート出力〔All 、 [A
2] 、 [A++] 、 CA4 ]を入力デジタル
データDIHに応じて選択的に加算合成したものである
から、このP W M OIJTもタイミングtoを中
心として左右対称の波形を有し信号エネルギーが分散し
ているので、直線性の良好なり/A変換特性を呈するこ
とになる。第4図に、この実施例の装置のD/A変換特
性を実線にて示しである。なお、第4図において一点鎖
線はPAM方式のD/A変換特性を示し、破線は一般的
なPWM方式のD/A変換特性を示しである。
上述の実施例の説明から明らかなように、本発明に係る
デジタル・アナログ変換装置では、入力デジタルデータ
を一変換周期の中心のタイミングを中心として左右対称
の波形で且つ信号エネルギーを分散させたパルス幅変調
波に変換しているので、直線性の良好なり/A変換特性
を呈し、しかも、Nビットカウンタの計数出力からゲー
ト回路にて形成したN種類のゲート出力パルスを加算合
成するだけの極めて簡単な回路構成によって高精度、高
分解能のD/A変換動作をPWM方式にて行なうことが
でき、所期の目的を十分に達成することができる。
デジタル・アナログ変換装置では、入力デジタルデータ
を一変換周期の中心のタイミングを中心として左右対称
の波形で且つ信号エネルギーを分散させたパルス幅変調
波に変換しているので、直線性の良好なり/A変換特性
を呈し、しかも、Nビットカウンタの計数出力からゲー
ト回路にて形成したN種類のゲート出力パルスを加算合
成するだけの極めて簡単な回路構成によって高精度、高
分解能のD/A変換動作をPWM方式にて行なうことが
でき、所期の目的を十分に達成することができる。
第1図は本発明に係るデジタル・アナログ変換装置の一
実施例を示すブロック図であり、第2図は上記実施例の
動作を示すタイムチャートであり、第3図は上記実施例
におけるパルス幅変調波出力の波形図であり、第4図は
上記実施例におけるD/A変換特性を示す特性線図であ
る。 第5図Aおよび第5図Bは一般にD/A変換に用いられ
るPAM波およびPWM波を示す各波形図であり、第6
図は上記PAM波およびPWM波を用いたD/A変換の
各変換特性を示す特性線図である。 1・・・・・・・・・データ入力端子 3・・・・・・・・・ゲート回路 4・・・・・・・・・カウンタ
実施例を示すブロック図であり、第2図は上記実施例の
動作を示すタイムチャートであり、第3図は上記実施例
におけるパルス幅変調波出力の波形図であり、第4図は
上記実施例におけるD/A変換特性を示す特性線図であ
る。 第5図Aおよび第5図Bは一般にD/A変換に用いられ
るPAM波およびPWM波を示す各波形図であり、第6
図は上記PAM波およびPWM波を用いたD/A変換の
各変換特性を示す特性線図である。 1・・・・・・・・・データ入力端子 3・・・・・・・・・ゲート回路 4・・・・・・・・・カウンタ
Claims (1)
- 二進の重みづけをされた入力デジタルデータのビット数
Nに対応するNビットカウンタと、上記入力デジタルデ
ータの各ビットの重みに対応する数の単位パルスを一変
換周期の中心のタイミングを中心として左右対称に均等
に分配したN種類のゲート出力パルスを上記Nビットカ
ウンタの計数出力から形成するゲート回路と、このゲー
ト回路にて形成されるN種類のゲート出力パルスを加算
合成する加算合成回路とを備え、上記入力デジタルデー
タにより上記ゲート回路のゲート制御を行ない、上記加
算合成回路から上記入力デジタルデータに対応するパル
ス幅変調波出力を得るように構成したことを特徴とする
デジタル・アナログ変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16142984A JPS6139729A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | デジタル・アナログ変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16142984A JPS6139729A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | デジタル・アナログ変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6139729A true JPS6139729A (ja) | 1986-02-25 |
Family
ID=15734937
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16142984A Pending JPS6139729A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | デジタル・アナログ変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6139729A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02276314A (ja) * | 1989-01-27 | 1990-11-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | パルス波形変換回路 |
JP2005341568A (ja) * | 2004-05-27 | 2005-12-08 | Samsung Electronics Co Ltd | D級増幅器及びパルス幅変調方法 |
JP2015082833A (ja) * | 2013-10-24 | 2015-04-27 | 富士電機株式会社 | パルス信号生成装置 |
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JPS56166630A (en) * | 1980-05-28 | 1981-12-21 | Toshiba Corp | Digital-to-analog converter |
JPS5883393A (ja) * | 1981-11-09 | 1983-05-19 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | シフトレジスタ |
-
1984
- 1984-07-31 JP JP16142984A patent/JPS6139729A/ja active Pending
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