JPS61287283A - 逆圧電変換素子用駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、微小変位位置決め用の逆圧電変換素子を駆動
する高電圧電力増幅器（リニアアンプ）を有する逆圧電
変換素子の駆動装置に関する０ ミクロン又はサブミクロン単位の微小変位を対象とした
位置決め用として使用されている逆圧電変換素子（Ｐｉ
ｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ　　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ　）
は印加電圧と変位に一定の関係を持ち一般的な例として
は最大印加電圧−１０００Ｖ（又は−１５００Ｖ）に対
して、最大変位量１０μｍないし１０００μｍ等の種類
のものがある。その為、この素子を駆動する増幅器とし
ては出力電圧Ｏ〜−１０００Ｖ程度の高電圧を要求され
、従来の増幅器として、従来は第１６図あるいは第１７
図の回路構成のものが使用されている。

第１６図は制御素子に真空管■を使用した場合の従来方
式による原理図を示し、入力信号電圧が入力端子１．２
間に与えられると、出力端子３．４間に高電圧の出力電
圧が得られる。たとえば入力電圧が０〜＋ＩＯＶに対し
て出力電圧Ｏ〜−１０００Ｖを得ようとすると絶縁高圧
電源Ｅｐは１２００Ｖａ度とする。この高圧電源は、ア
ース電位に対して、絶縁されている必要があり、一般に
は、電源トランスにて入出力間を絶縁し、出力側の交流
電圧を整整器と平滑コ／デンサによって得られる直流高
圧電源を使用する。

出力端子３から真空管Ｖのグリッドに帰還抵抗ＲＢが接
続された反転増幅器となっており、電圧増幅度Ａは、理
想的な真空管ｖＬ：ｆ）場合Ａ＝ＲＢ／ＲＡとなり、こ
の例の場合はＡ＝１００となる様に入力抵抗ＲＡ　Ｎ帰
還抵抗ＲＢを選定する。

又、真空管Ｖのカットオフ電圧に応じて、パイ！アス電
圧ＥＢを調整し、出力電圧のオフセット電圧が最適な値
となるようにする。又、負荷抵抗ＲＰは、真空管の内部
抵抗ｒｐよりも充分大きく真空管■の電力損失を越えな
いように選定する０ この方式によると、真空管を使用しているため比較的簡
単に高電圧を直接制御でき、きわめて直流抵抗が高く負
荷としては軽い性質をもっている逆圧電変換素子の駆動
回路として多く使用されている。

しかし逆圧電変換素子は、構造的に等価静電容量ＣＬが
比較的大きく種類によって１ｎＦ〜１０００ｎＦ程度の
範囲のものが多い、従って逆圧電変換素子を動的に高速
に変位させたい時には、この静電容量ＣＬが本増幅器の
負荷となって応答速度を低下させる。

大振幅電圧入力時のステップ応答は、入力電圧が立上っ
た時には真空管が能動的に働きほぼ真空管の内部抵抗ｒ
ｐと負荷静電容ｔＣＬにより決まる時定数τ１　”　ｒ
Ｐ　ｃ、、により指数関係的に充電される。しかし入力
電圧が立下った時には、真空管は、カットオフ状態とな
っていまい、負荷抵抗ＲＰと負荷靜を容量ＣＬにより決
まる時定数τ２””ＲＰＣＬにより指数関数的に放電さ
れる０このとき負荷抵抗ＲＰは真空管の内部抵抗ｒｐよ
りもかなり大きな値であるため、ごの時定数も長い時間
となる。

このような従来方式で応答速度を早くするには負荷抵抗
ＲＰの抵抗値を低くする以外になくひいては静的な状態
においても真空管Ｖや負荷抵抗ＲＰの電力損失が太き（
なってしまい大幅な速度向上は望めない。

第１７図は制御素子に高耐圧ＮＰＮ型パワートランジス
タを使用した場合の従来方式による原理図を示し、動作
原理は前記第１６図における真空管Ｖ及び、グリッド、
カンード、プレートＩＩ極を第１７図におけるＮＰＮ型
トランジスタＱ及びベース、エミッタ、コレクタ電極に
置きかえるとよく、応答速度を早くできない問題点は第
１６図に示す場合と同じである。この従来の逆圧電変換
素子の駆動装置の原理としては、ｒＣＱ出版社発行、ト
ランジスタ技術部編集部編集、実用電子回路ハンドブッ
ク５、Ｍ１８Ｑ頁及び第１８１頁、昭和５８年２月２０
日第２版発行」に記載されている。

〔発明の目的〕

本０発明の目的は、上記従来技術の問題点に鑑みて、静
電容量の大きい逆圧電変換素子を高速に駆動する逆圧電
変換素子の駆動装置を提供するにある。

〔発明の概要〕

本発明は絶縁電源及び極性の異なる２種のトランジスタ
の相補回路と、負帰還抵抗と、誤差増幅器とで構成し、
逆圧電変換素子を高速に駆動できるようにしたことを特
徴とするものである０ 〔発明の実施例〕 以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

出力端子３から帰還抵抗ＲＢによって誤差増幅器ＯＰの
正相入力端子５に負帰還のかかった位相反転型の増幅器
を形成する。今、入力端子１に、正極性の入力電圧Ｅ１
が印加されたとすると、誤差増幅器ＯＰの正相入力端子
５には、正極性の信号が入力され誤差増幅器ＯＰの出力
端子６には、電圧増幅された正電圧が出力されてＮＰＮ
Ｗ）ランジスタＱ１のペースを駆動し、コレクタ電流が
流れて出力端子３の電位が買方。

向に向かって負荷容量ｃＬに負電圧を充電する０出力端
子３からは帰還抵抗ＲＢによって誤差増幅器の入力端子
５に負帰還がかかつているため、出力端子３の出力電圧
Ｅ３が、次の（１）式の値に近づくと誤差増幅器ＯＰの
入力端子５への誤差入力がほぼゼロになり、定常状態に
収束する。

Ｂ Ｅ　ａ　＝　−−Ｅエ　　　　　・・・・・（１）Ａ 又、入力端子１の電圧がＥ　１　／に下がった場合には
前述の作用により誤差増幅器ＯＰの出力端子６が負電圧
となってＰＮＰ型トランジスタＱ２のコレクタ電流が流
れ負荷容ｔｃＬの電荷は、放電されて、出力端子３の電
圧Ｅ／　ｓが次の（２）式の関係となる。

Ｅ’３　＝−＝Ｅ１’　　　　　・曲（２）Ａ バイアス電源Ｅａｌ及びＥＢ２はクロスオーツく一歪を
防止するためのもので無人力時にコレクタ電流がわずか
に流れる様にしておく。このように入力信号電圧の増減
に応、じて、ＮＰＮＷトランジスタＱｌとＰＮＰ型トラ
ンジスタＱ２が変互に相補的に活性状態となって負荷容
量Ｃｔ、の電荷を充放電させるため応答速度を著しく速
くすることができる。この様な動作は真空管を用いては
実現出来ない。

第２図のように、出力端子３及び、帰還抵抗ＲＢの接続
点を、Ｑ２の一コレクタからＱｔのコレクタに変更する
ことによって入・出力信号電圧の極性が反転し、負入力
電圧に対して正出力を取り出せる増幅器となる。

第３図ではスイッチ５を設けて、スイッチの切り換えに
より、同一回路で第１図又は第２図１の状態を得ること
が出来る。

第４図に、電界効果トランジスタを制御素子に使った本
発明の一例を示す０ 動作については第１図における説明において、ＮＰＮ型
トランジスタをＮ型電界効果トランジ１スタＱ３に、又
、ＰＮＰ屋）ランジスタをＰ型電界効果トランジスタＱ
４に置きかえ、トランジスタの電極基をペース、エミッ
タ、コレクタからゲート、ソース、ドレインに置きかえ
て考えると全く同じ動作となる。

高圧電源ＥＰの電圧あるいは最大出力電圧に比べ、コレ
クタ・エミッタ間耐圧の高いトランジスタが得られない
場合、第５図のように、トランジスタをＮ個直列接続し
、各トランジスタのペースには、電圧分割抵抗により接
続することにより個々のトランジスタのコレクタ・エミ
ッタ間には、はぼ１／Ｎに圧縮された各分割抵抗両端の
電圧しかかからず第３図のように１個のトランジスタを
使用した場合にくらべてＮ倍の高電圧にて使用できる。

又、第５図におけるＮＰＮ型トランジスタをＮ型電界幼
来トランジスタにＰＮＰ！ｈランジスタをＰ型電界効果
トランジスタに置きかえると第６図のようになり同様の
効果が得られる。

トランジスタを電界効果トランジスタに置きかえた場合
の例を前記第４図及び第６図に示したかに界効果トラン
ジスタの方が以下に述べる２つの利点をもっている。そ
の第一の利点を説明するために同程度の性能をもつトラ
ンジスタと電界効果トランジスタの代懺的な安全動作領
載持性を日立製作所発刊ＴＲＡＮＳＩＳＴＯＲＤＡＴＡ
　　ＢＯＯＫ　　’８４／Ｍａｒ、の記載より第７図及
び第８図に示した。

第７図はシリコンＮＰＮ高電圧大電カスイツチング用ト
ランジスタ、日立裏作所要・２ＳＤ１２０２の安全動作
領域特性図でありこの許容コレクタ損失１００Ｗ、コレ
クタ・エミッタ電圧の絶対最大定格は４５０Ｖである。

　一方第８図は同社製シリコンＮチャネルエンハンスメ
ントＭＯ８電界効果トランジスタ、２８に２９８の１安
全動作領域特性図であり、この許容チャネル損失１００
Ｗ１　ドレイン・ソ、−ス電圧の絶対最大定格は４００
Ｖである。これらの特性図から明かたように低電圧にお
いては許容電力損失は同じであり、又耐電圧の絶対最大
定格値も同程度であるが、トランジスタの場合、コレク
タ・エミッタ電圧の増大とともに、許容コレクタ電流を
急減させなければトランジスタの永久破壊を起すことに
なり、すなわち高電圧下での許容電力損失を大幅に減ら
さなければトランジスタは使用出来ない。第７図の特性
図によれば、コレクタ・エミッタ電圧が１０ｖの時には
、連続１００Ｗの電力損失に耐えるが、３００ｖの時に
は、約５Ｗ程度の電力損失にしか耐えられない。

一方、第８図の電界効果トランジスタの場合には、ドレ
イン・ソース電圧が高くなっても、耐電力損失は、１０
０Ｗのまま不変であり、高電圧下における大電流・大電
力の制御系子として、電界効果トランジスタが有利であ
ることを物語っている。

次に、電界効果トランジスタを用いる第二の利点につい
て、第５図及び第６図によって説明する。第５図におい
て、直列に接続されたＮ個のＮＰＮ型トランジスタＱＡ
Ｉ　−ＱＡＮの両端には、最大電圧Ｅｐ（Ｖ）が印加さ
れるが、個々のトラ１ンジスタには電圧分割抵抗ＲＡＩ
　−ＲＡＮによって決まる各分割抵抗の両端の電圧が印
加される。

分割抵抗ＲＡＩ〜ＲＡＭを同一抵抗値として、各分割抵
抗の両端の電圧を等しくシ、各トランジスタのコレクタ
・エミッタ間電圧を同等にすることが望ましいが、実際
にはトランジスタＱＡＩのベースにはベース電流ＩＢＩ
が）トランジ１りＱＡ２のベースには、ベース電流ＩＢ
２が、以下同様に、トランジスタＱＡＮ−１のベースに
は、ベース電流ｌ０Ｎ−１が流れる。従って、分割抵抗
ＲＡＩに流れる電流をＩＲＡＩ為ＲＡ２の電流をＩＲＡ
２、同様Ｋ　ＲＡＮ−１の電流をＩＲＡＮ−ＩＮ　ＲＡ
Ｎの電流をＩ　ＲＡＮとすると、となり、各分割抵抗に
流れる電流は、各トランジスタのベース電流が影響して
、異なる電流が流れ、従って各分割抵抗両端の電圧に差
を生ずる結果となる。又、谷トランジスタのベース電流
は、入力信号の変化とともに、動的に変化するものであ
り、更に１一般に個々のトランジスタは特性の差が著し
く異なっており、各トランジスタのコレクタ・エミッタ
間電圧を均等に負担することにより高電圧の制御を行な
おうとする場合には問題となる。

これに対し、第６図の如く、電界効果トランジスタを使
用したときには、ゲートのインピーダンスがきわめて高
く、前記のベース電流に相当するゲート電流は、微少で
ありその影響は無視できる程で、各電界効果トランジス
タのドレイン・ソース間にかかる電圧は、均等に保ち易
い０ なお、第５図及び第６図におけるＰＮＰ　）ランジスタ
ＱＢＩ〜ＱＢＮと、Ｐ型電界効果トランジスタＱＢＩ〜
ＱＢＨの比較においては印加される電（圧が負極性とな
るが、同様な影響を及ぼす。

次に逆圧電変換素子用駆動増幅器の動特性について説明
する。

一般に逆圧電変換素子は共振周波数を有しているので、
この特性はスピーカ、ブザー、超音波洗浄器等に利用さ
れる。この種の利用では、素子の共振特性によりその駆
動増幅器は低電圧出力で十分である。

しかしながら、駆動増幅器の共振周波数以下での周波数
の出力を逆圧電変換素子の移動量に変換する場合には、
線型（リニアーな）の出力〜移動量特性が必要である。

この場合の応用例としては、ＶＴＲヘッドの制御、干渉
計における参照ミラーの移動、半導体製造装置でのステ
ージ駆動源、光ファイバーの位置制御等の広範囲にわた
り、これらは高速の駆動が要求される。

以下に示す従来例として西独国・ＰｈｙｓｉｋＩｎｓｔ
ｒｕｍｅｎｔｅ　Ｇｍｐｈ　＆　Ｃｏ社の製品である逆
圧電変換素子の駆動増幅器Ｐ−２６４型の特性について
説明する。又、逆圧電変換素子の一例として同社のバイ
モルフ型素子Ｐ−２８６型を使用して上記増幅器の出力
特性を述べる。次表はＰ−２８６の仕様を示す。

表ＩＰ−２８６の仕様 一般纜駆動正弦波信号の電流１１電圧Ｖｏ　、周波数ｆ
とすると、これらと素子の容ｆｌＣＬとの関係は次式と
なり、これを評価すれば増幅器の動特性が判る。

ｉ壬２πｆ−ＣＬ−ｖｏ　　　・・・・・（４）（４）
式で例えばＶｏ＝１ｋＶと一定として、種々の容量の逆
圧電変換素子駆動に必要な電流ｉの周波数依存性を第１
１図に示す。これは高速な駆動では高速の電流の変化な
必貴とすることを意味する。

しかしながら、全ての増幅器には供給できる電流に限界
がある。その為、駆動周波数ｆを高くすると、出力電圧
Ｖｏは減衰する。一般に遮断周波数は出力電圧Ｖｏが−
３ｄＢ減衰した場合の周波数を云う。この遮断周波数が
増幅器の性能を表す。

一般に逆圧電変換素子と駆動増１陽器との組み合せでの
動特性は素子の共振と増幅器の周波数特性で決まるが、
共振周波数以下での範囲においては増幅器の遮断周波数
は高いことが望まれる０ 増幅器Ｐ−２６４型の例では、最大出力電流ｉ＝　１８
　ｍＡであるので、素子Ｐ−２８６の出力電圧１ｋＶの
振幅（１００μｍの振動振幅に対応する）では、遮断周
波数は５０Ｈｚであり、出力電圧５００Ｖの振幅（５０
μｍの移動に対応する）では遮断周波数は１５０　Ｈｚ
となる。このプロットを第１０図に示す。（同図には参
考の為、無負荷時の特性も示す。）これより、周波数が
１ｋＨｚでは約６０　Ｖ　（６Ａｍの振動振幅）が限界
であり、素子Ｐ−２８６の有する動特性に対しては性能
不足である。

次に本発明の一実施例（第１１図）を用いて、素子Ｐ−
２８６を駆動した場合の特性を説明する。第１１図にお
いて高圧トランスＴ１整流器Ｄ５〜Ｄ８及び平滑コンデ
ンサＣ２によって約１０００Ｖの絶縁電源を実現し、電
界効果トランジスタは、Ｎ型及びＰ聾それぞれ３個を直
列接続した。

Ｃ１及びＲ１は、高域周波数における帰還位相補正用素
子（コンデンサ、抵抗器）であり、Ｒ２は誤差増幅器の
増幅度設定用抵抗である。Ｒ３、Ｒ５、ｖＲｌは、誤差
増幅器ＯＰの出力信号を、電界効果トランジスタＱＡ３
のゲートに伝えるとともに、ゲートに直流バイアス電圧
を与える役目をし、可変抵抗器Ｖ旧の調整によって、無
信号時のＮ型電界効果トランジスタＱＡ３のドレイン電
流ヲ、わずかに流す程度に設定する。又Ｒ４、Ｒ６、Ｖ
Ｒ２もＰ型電界効果トランジスタに対して同等の働らき
を千る。ツェナーダイオードＤ、−Ｄ４及び抵抗器Ｒ７
〜Ｒ１２は、異常時における電界効果トランジスタＱＡ
Ｉ〜ＱＡ３Ｎ　ＱＢＩ〜ＱＢ３の保護用素子である。

ＱＡＩ〜ＱＡ３はＮ型電界効果トランジスタ、ＱＢＩ〜
ＱＢ３はＰ型電界効果トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ４は保護
用ツェナーダイオード、Ｄ５〜Ｄ８は整流器、Ｔは高圧
トランス、Ｃ１は位相補正用コンデンサ、Ｃ２は絶縁電
源用平滑コンデンサ、ＶＲ，、ＶＲ２はバイアス電流調
整用可変抵抗器、ＲＡは入力抵抗器、ＲＢは帰還抵抗器
、ＲＡＩ、ＲＡ２、ＲＡ３、ＲＢＩ、ＲＢ２、ＲＢ３は
電圧分割抵抗器、Ｒ１は位相補正用抵抗器、Ｒ２は誤差
増幅器増幅度膜・　　定抵抗器、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ
６はバイアス電源用抵抗器を示す。

この増幅器で素子Ｐ−２８６を駆動した場合の遮断周波
数を測定した結果を第１２図に示す０この場合には周波
数１ｋＨｚでは７００Ｖ（７０μｍの振動振幅）の出力
が得られた０これは従来例（第１２図）との比較で約１
０倍の性能向上となる。

次に絶縁電源の正側へ帰還抵抗を接続した正電圧出力機
能と、絶縁電源の負側へ帰還抵抗を接続した負電圧出力
機能とを切換えるスイッチ回路を付加した場合の利点に
ついて説明する。

一般に市販の逆圧電変換素子は安全の為外側の金属ケー
スが接地されており、入力端子（第１〜第６図及び第１
１図の出力端子３に該当する。）へ正電圧印加する型と
、負電圧印加する型の２つの型がある。第３図に示す増
幅器はこれら２つの型の逆圧電変換素子をスイッチ５の
切換えにより共通に使用出来る利点を有する。

ここで正電圧印加の場合は入力端子１には負電圧信号を
、負電圧印加の場合は正電圧信号を入力する。

次に、別の応用を逆圧電素子の動作を第１３図〜第１５
図を用いて説明する。

第１３図は貼合せ型逆圧電変換素子（通称バイモルフ型
）の動作原理を示す。２ケの逆圧電変換素子１３．１４
は電極１１を介して分極方向１５．１６をそろえて貼合
せである。逆圧電変換素子１３、（１４）は分極方向１
５、（１６）に正電圧が印加されると縮み、負電圧が印
加されると伸びる性質を持つ。従って、索子１３のｔ他
１０と素子１４の電極１２を結線して正電圧を印加する
と、索子１３は縮み、素子１４は伸びようとするので、
接合電極１１での歪みのつりあいにより第１４図に示す
様な屈曲変形を生じる。この貼合せ型素子右端を固定し
て入力端子３に正電圧を印加すると左端は＋Ｘ方向に移
動する。この時の端子３・４間の印加電圧として正の正
弦波を加えた場合の接合電極１１の左端の動作を第１５
図の実線で示す。

又、第１３図に示したスイッチ５の切換えにより、端子
３・４間の印加電圧として負の正弦波を加えた場合を同
図の破線で示す。

この様にすれば、逆圧電素子の作動範囲が更に広がる特
長を有することとなる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、静電容量の大きい
逆圧電変換素子を高速で駆動することができる効果を奏
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は絶縁電源とトランジスタ相補回路を用いた本発
明の一実施例の増幅器を示す回路図。 第２図は第１図に示した回路の入力〜出力の関係が反転
する場合を示す回路図。 第３図はスイッチ回路の作動により、第１図又は第２図
の状態を得る場合を示す回路図。 第４図は電界効果トランジスタ相補回路を用いた本発明
の一実施例の増幅器を示す回路図０第５図は複数のトラ
ンジスタより成る相補回路を用いた本発明の一実施例の
増幅器を示す回路図。 第６図は複数の電界効果トランジスタより成る相補回路
を用いた本発明の一実施例の増幅器を示す回路図。 第７図はＮＰＮ型トランジスタの安全動作領域特性を示
す図。 第８図はＮ型電界効果トランジスタの安全動作領域特性
を示す図。 第９図は種々の容量の逆圧電変換素子駆動に必要な電流
ｉの周波数依存性を示すグラフ。 第１０図は従来の増幅器の出力電圧Ｖｏの周波数依存性
を示すグラフ。 第１１図は第６図の詳細を示す回路図。 第１２図は第１１図に示す増幅器の出力電圧Ｖｏの周波
数依存性を示すグラフ。 第１３図は貼合せ型逆圧電変換素子の動作原理図０ 第１４図は貼合せ型逆圧電変換素子の固定法と移動量を
示す断面図。 第１５図は印加電圧Ｖと移動蓋Ｘの関係を示すグラフ。 第１６図は従来の真空管を用いた増幅器を示す回路図。 第１７図は従来のトランジスタを用いた増幅器を示す回
路図である０

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、絶縁電源及び極性の異なる２種のトランジスタの相
   補回路と負帰還抵抗と誤差増幅器とで構成したことを特
   徴とする逆圧電変換素子用駆動装置。 ２、極性の異なる該２種トランジスタをＮＰＮ型及びＰ
   ＮＰ型トランジスタとしたことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の逆圧電変換素子用駆動装置。 ３、極性の異なる該２種トランジスタをＮ型及びＰ型電
   界効果トランジスタとしたことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の逆圧電変換素子用駆動装置。 ４、複数のＮＰＮ型及びＰＮＰ型のトランジスタを各ト
   ランジスタ間のエミッタとコレクタを接続し、複数の分
   割抵抗を直列に接続し、該各トランジスタのベース間に
   該分割抵抗を接続した相補回路を有することを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の逆圧電変換素子用駆動装
   置。 ５、複数のＮ型及びＰ型の電界効果トランジスタを各ト
   ランジスタ間のソースとドレインを接続し、複数の分割
   抵抗を直列に接続し、該電界効果トランジスタのゲート
   間に該分割抵抗を接続した相補回路を有することを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載の逆圧電変換素子用駆
   動装置。 ６、該絶縁電源の正側へ該帰還抵抗を接続した正電圧出
   力機能と、該絶縁電源の負側へ該帰還抵抗を接続した負
   電圧出力機能とを切り換えるスイッチ回路を付加したこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項また
   は第３項または第４項または第５項記載の逆圧電変換素
   子用駆動装置。