JPS61263302A - デイジタルアナログ共用直交変調器 - Google Patents
デイジタルアナログ共用直交変調器Info
- Publication number
- JPS61263302A JPS61263302A JP10397785A JP10397785A JPS61263302A JP S61263302 A JPS61263302 A JP S61263302A JP 10397785 A JP10397785 A JP 10397785A JP 10397785 A JP10397785 A JP 10397785A JP S61263302 A JPS61263302 A JP S61263302A
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- Japan
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- circuit
- analog
- signal
- integration
- digital
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- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はディジタル論理素子で構成された回路によシ、
安定度の高いディジタルＦＭ信号及びアナログＦＭ信号
を得る直交形変調器に関するものである。
安定度の高いディジタルＦＭ信号及びアナログＦＭ信号
を得る直交形変調器に関するものである。
（従来の技術）
情報化社会が進展するにつれ、これまでの音声を主体と
した通信は、音声のみならず画像信号・データ信号など
多種多彩な情報がやりとシされる複合通信の時代に移行
しようとしている。このようななかで情報の伝送方式も
従来のアナログ伝送方式に加えてディジタル伝送方式が
広く用いられるようになってきた。本発明は無線通信の
分野で従来から用いられてきた代表的なアナログ伝送方
式であるアナログＦＭ変調方式に加えて、効率的なディ
ジタル信号伝送の可能な狭帯域ディジタルＦＭ変調方式
に適用可能なディジタル信号・アナログ信号共用ＦＭ変
調器に関するものである。
した通信は、音声のみならず画像信号・データ信号など
多種多彩な情報がやりとシされる複合通信の時代に移行
しようとしている。このようななかで情報の伝送方式も
従来のアナログ伝送方式に加えてディジタル伝送方式が
広く用いられるようになってきた。本発明は無線通信の
分野で従来から用いられてきた代表的なアナログ伝送方
式であるアナログＦＭ変調方式に加えて、効率的なディ
ジタル信号伝送の可能な狭帯域ディジタルＦＭ変調方式
に適用可能なディジタル信号・アナログ信号共用ＦＭ変
調器に関するものである。
従来、最も簡単なディジタル信号・アナログ信号共用Ｆ
Ｍ変調器として、第１図に示すものが知られている。図
において１はディジタル信号入力端子であシ、２値のＮ
ＲＺ信号が入力される。２は入力されたディジタル信号
が矩形パルス波形であるために生ずる多数の高調波成分
を除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ ）である。２の
出力は変調波の瞬時周波数偏移の値に対応している。３
はアナログ信号入力端子である。４は切替スイッチであ
シ、変調器がディジタルＦＭ変調器として動作する場合
（ディジタルモード）には、２から出力された信号を選
択して出力し、アナログＦＭ変調器として動作する場合
（アナログモード）には、３から入力されたアナログ信
号を選択して出力する。５は電圧制御発振器（ＶＣＯ）
であシ、４から出力された信号波形の瞬時値に比例した
周波数偏移を持つＦＭ変調波を出力端子６に発生する。
Ｍ変調器として、第１図に示すものが知られている。図
において１はディジタル信号入力端子であシ、２値のＮ
ＲＺ信号が入力される。２は入力されたディジタル信号
が矩形パルス波形であるために生ずる多数の高調波成分
を除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ ）である。２の
出力は変調波の瞬時周波数偏移の値に対応している。３
はアナログ信号入力端子である。４は切替スイッチであ
シ、変調器がディジタルＦＭ変調器として動作する場合
（ディジタルモード）には、２から出力された信号を選
択して出力し、アナログＦＭ変調器として動作する場合
（アナログモード）には、３から入力されたアナログ信
号を選択して出力する。５は電圧制御発振器（ＶＣＯ）
であシ、４から出力された信号波形の瞬時値に比例した
周波数偏移を持つＦＭ変調波を出力端子６に発生する。
この構成ではＬＰＦ２の特性を適切に選ぶことにより狭
帯域のディジタルＦＭ変調波を得ることができる。例え
ばＬＰＦをガウス形通過特性とし、変調指数を０．５と
すればＧＭＳＫ変調波が得られる。しかしながらこの構
成では、ＶＣＯがアナログ回路であるため、中心周波数
変動、変調指数変動が比較的大きい。中心周波数変動を
抑えるためには、位相同期ルーフ’ （ＰＬＬ ）を用
いた自動周波数制御回路（ＡＦＣ）を付加することが有
効ではあるが、ＡＦＣ回路を付加すると直流成分が伝送
不可能となるため、ディジタル信号伝送時に直流しゃ断
ひずみを生じ、劣化原因となる。また変調指数変動はデ
ィジタル信号復調時に劣化を生じさせ、問題となる。
帯域のディジタルＦＭ変調波を得ることができる。例え
ばＬＰＦをガウス形通過特性とし、変調指数を０．５と
すればＧＭＳＫ変調波が得られる。しかしながらこの構
成では、ＶＣＯがアナログ回路であるため、中心周波数
変動、変調指数変動が比較的大きい。中心周波数変動を
抑えるためには、位相同期ルーフ’ （ＰＬＬ ）を用
いた自動周波数制御回路（ＡＦＣ）を付加することが有
効ではあるが、ＡＦＣ回路を付加すると直流成分が伝送
不可能となるため、ディジタル信号伝送時に直流しゃ断
ひずみを生じ、劣化原因となる。また変調指数変動はデ
ィジタル信号復調時に劣化を生じさせ、問題となる。
これらの変動が比較的小さな回路として、ディジタル信
号処理（ＤＳＰ ）を用いた直交形のＦＭ変調器が知ら
れている。この１例として、従来たとえば特公昭５６−
１５２３５９公報「ＦＭ用直交変調器」がある。第２図
にその構成例を示す。図において１から入力されたディ
ジタル信号は波形生成回路７に入力される。７は第１図
のＬＰＦ ２に対応しておシ、入力信号をＬＰＦに通し
たものと等価な波形をＤＳＰにより発生し、瞬時周波数
偏移データとして出力する。この出力はデータ切替回路
８へ入力され、変調器がディジタルモードの場合にはそ
のまま積算回路９へと出力される。９は入力された瞬時
周波数偏移データを内部クロック周期τ毎に積算するこ
とによ）、ディジタルＦＭ変調波の瞬時位相データを得
てこれを出力する。一方、変調器がアナログモードの場
合には、入力端子３から入力されたアナログ信号をアナ
ログ・ディジタル変換器（Ａ−Ｄ変換器）１０によって
標本化周期Ｔ毎に標本化・量子化してディジタルモード
と１６、データ切替回路８を介して９へ入力する。
号処理（ＤＳＰ ）を用いた直交形のＦＭ変調器が知ら
れている。この１例として、従来たとえば特公昭５６−
１５２３５９公報「ＦＭ用直交変調器」がある。第２図
にその構成例を示す。図において１から入力されたディ
ジタル信号は波形生成回路７に入力される。７は第１図
のＬＰＦ ２に対応しておシ、入力信号をＬＰＦに通し
たものと等価な波形をＤＳＰにより発生し、瞬時周波数
偏移データとして出力する。この出力はデータ切替回路
８へ入力され、変調器がディジタルモードの場合にはそ
のまま積算回路９へと出力される。９は入力された瞬時
周波数偏移データを内部クロック周期τ毎に積算するこ
とによ）、ディジタルＦＭ変調波の瞬時位相データを得
てこれを出力する。一方、変調器がアナログモードの場
合には、入力端子３から入力されたアナログ信号をアナ
ログ・ディジタル変換器（Ａ−Ｄ変換器）１０によって
標本化周期Ｔ毎に標本化・量子化してディジタルモード
と１６、データ切替回路８を介して９へ入力する。
この場合には入力アナログ信号に対応したアナログＦＭ
変調波の瞬時位相データが９の出力に得られる。
変調波の瞬時位相データが９の出力に得られる。
このようにして得られた瞬時位相データは複素包絡線生
成回路１１へ入力される。１１ではこの位相データに対
応する余弦信号及び正弦信号を・、それぞれ余弦回路１
１−１及び正弦回路１１−２によシ発生する。この出力
は直交変調回路１２に与えられる。直交変調回路１２に
は搬送波発振器１３よシ搬送波が加えられていて、この
搬送波に対してミキサ１２．−１において上記余弦信号
によシ変調を与え、さらに搬送波を移送器１２−２で９
０°位相をシフトして得られた直交搬送波に対してミキ
サ１２−３において上記正弦信号により変調を与える。
成回路１１へ入力される。１１ではこの位相データに対
応する余弦信号及び正弦信号を・、それぞれ余弦回路１
１−１及び正弦回路１１−２によシ発生する。この出力
は直交変調回路１２に与えられる。直交変調回路１２に
は搬送波発振器１３よシ搬送波が加えられていて、この
搬送波に対してミキサ１２．−１において上記余弦信号
によシ変調を与え、さらに搬送波を移送器１２−２で９
０°位相をシフトして得られた直交搬送波に対してミキ
サ１２−３において上記正弦信号により変調を与える。
両ミキサ１２−１及び１２−３の出力は、加算器１２−
４で加算されて出力端子６よシ送出される。
４で加算されて出力端子６よシ送出される。
この結果、出力端子６には１１の入力に対応した瞬時位
相を持つ変調波が得られる。すなわち、１１．１２．１
３は等何曲に位相変調器を構成しているととがわかる。
相を持つ変調波が得られる。すなわち、１１．１２．１
３は等何曲に位相変調器を構成しているととがわかる。
上述した直交形変調器では、搬送波周波数の安定度が安
定化された搬送波発振器１３の安定度と同一になるので
、極めて安定している。また、瞬時位相をディジタル的
に処理しているので、変調指数も安定しておシ、無調整
で高精度の変調波が得られる。
定化された搬送波発振器１３の安定度と同一になるので
、極めて安定している。また、瞬時位相をディジタル的
に処理しているので、変調指数も安定しておシ、無調整
で高精度の変調波が得られる。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながらこの構成では、アナログ信号をい変換器に
よシ標本化・量子化しているため、標本化による雑音及
び量子化雑音が生じ、これらの雑音が変調器によシ変調
されて出力され、隣接する無線チャネルに妨害を与える
という問題がある。これらの雑音を低く抑えるためには
、Ａ−Ｄ変換器の量子化ビット数を多くし、かつ標本化
周波数を高くする必要がある。しかしながらこのような
要求を満足する高速かつ高精度のＡ−Ｄ変換器は回路構
成も複雑になり、高価なものになるという欠点があった
。
よシ標本化・量子化しているため、標本化による雑音及
び量子化雑音が生じ、これらの雑音が変調器によシ変調
されて出力され、隣接する無線チャネルに妨害を与える
という問題がある。これらの雑音を低く抑えるためには
、Ａ−Ｄ変換器の量子化ビット数を多くし、かつ標本化
周波数を高くする必要がある。しかしながらこのような
要求を満足する高速かつ高精度のＡ−Ｄ変換器は回路構
成も複雑になり、高価なものになるという欠点があった
。
本発明の目的は、高速かつ高精度のＡ−Ｄ変換器を用い
ることなく標本化及び量子化による雑音を低く抑えた安
価な直交形ＦＭ変調器を提供することにある。
ることなく標本化及び量子化による雑音を低く抑えた安
価な直交形ＦＭ変調器を提供することにある。
（問題点を解決するための手段）
本発明は、入力アナログ信号の振幅に対応して出力周波
数が連続的に変化する電圧−周波数変換器（Ｖ−Ｆ’変
換器）を用意し、この出力周波数によって定数を積算す
るディジタル積算器の積算周期を制御することによシア
ナログＦＭ信号の瞬時位相データを算出することを最も
主要な特徴とする。
数が連続的に変化する電圧−周波数変換器（Ｖ−Ｆ’変
換器）を用意し、この出力周波数によって定数を積算す
るディジタル積算器の積算周期を制御することによシア
ナログＦＭ信号の瞬時位相データを算出することを最も
主要な特徴とする。
（作用）
従来の技術では積算周期は一定とし、被積算値を入力信
号の振幅に対応させていたためにＡ−Ｄ変換器が必要と
なシ標本化及び量子化による雑音が゛発生したが、本発
明では被積算値は一定とし、替シに積分周期をＶ−Ｆ変
換器によって連続的に変化させているので、標本化及び
量子化による雑音が原理的に発生しない。
号の振幅に対応させていたためにＡ−Ｄ変換器が必要と
なシ標本化及び量子化による雑音が゛発生したが、本発
明では被積算値は一定とし、替シに積分周期をＶ−Ｆ変
換器によって連続的に変化させているので、標本化及び
量子化による雑音が原理的に発生しない。
（実施例）
第１図は本発明の実施例であって、１，３．６〜９及び
１１〜１３については第７図と同一である。また１４は
符号判定回路、１５は積算周期制御回路、１６は絶対°
値回路、１７はＶ−Ｆ変換器、１８は切替スイッチ、１
９は内部クロック発振器である。茨にこの回路の動作を
述べる。
１１〜１３については第７図と同一である。また１４は
符号判定回路、１５は積算周期制御回路、１６は絶対°
値回路、１７はＶ−Ｆ変換器、１８は切替スイッチ、１
９は内部クロック発振器である。茨にこの回路の動作を
述べる。
まずディジタルモードの場合には、切替スイッチ１８は
図示したように、１９から出力された周期τの内部クロ
ックを選択して積算回路９へ出力する。この場合、この
回路は第７図の場合と全く同じ動作をする。
図示したように、１９から出力された周期τの内部クロ
ックを選択して積算回路９へ出力する。この場合、この
回路は第７図の場合と全く同じ動作をする。
次にアナログモードの場合には、１８はＶ−、Ｆ変換器
１７の出力を選択して積算回路９へ出力する。
１７の出力を選択して積算回路９へ出力する。
入力端子３から入力されたアナログ信号は符号判定回路
１４及び絶対値回路１６へ入力される。アナログ信号波
形をｘ （ｔ）とすると、１４ではｘ （ｔ）の正負符
号を判定し０、正ならばＣ１負ならば−Ｃなる定数を被
積算値として出力する。この被積算値はデータ切替回路
８によシ選択されｉ積算回路９へ出力される。一方、積
算周期制御回路１５では、まず１６においてアナログ信
号の絶対値１．（ｔ）ｌを求め、次に１７によって周波
数ｆｓｃｔ）がＩＸ（ｔ）ｌに比例しだ積算クロックを
出力する。この積算クロックを１８を介して９へ加える
と、９はＣ又は−Ｃの被積算値を積算周期（１／７ｓ（
ｔ））毎に積算する。
１４及び絶対値回路１６へ入力される。アナログ信号波
形をｘ （ｔ）とすると、１４ではｘ （ｔ）の正負符
号を判定し０、正ならばＣ１負ならば−Ｃなる定数を被
積算値として出力する。この被積算値はデータ切替回路
８によシ選択されｉ積算回路９へ出力される。一方、積
算周期制御回路１５では、まず１６においてアナログ信
号の絶対値１．（ｔ）ｌを求め、次に１７によって周波
数ｆｓｃｔ）がＩＸ（ｔ）ｌに比例しだ積算クロックを
出力する。この積算クロックを１８を介して９へ加える
と、９はＣ又は−Ｃの被積算値を積算周期（１／７ｓ（
ｔ））毎に積算する。
この結果、９から瞬時位相データφ（１）が出力される
。今φ（１）の単位時間あたシの増分Δφを考えるとΔ
φは角周波数となシ、その値は Δφ−Ｃ−ｓｇｎ （ｘ（ｔ） ） ・ｆ ｓ （ｔ）
（１）となる。ただしｓｇｎ（ｘ（ｔ
））はｘ （ｔ）の符号値である。
。今φ（１）の単位時間あたシの増分Δφを考えるとΔ
φは角周波数となシ、その値は Δφ−Ｃ−ｓｇｎ （ｘ（ｔ） ） ・ｆ ｓ （ｔ）
（１）となる。ただしｓｇｎ（ｘ（ｔ
））はｘ （ｔ）の符号値である。
理解を助けるだめ、ｘ （ｔ） 、 ｓｇｎ ｘ（ｔ）
、 ｌ ｘ（ｔ）ｌの関係を第２図に示す。変調波の
瞬時周波数偏移ｆｄ（ｔ）・は、角周波数Δφから以下
のように算出される。
、 ｌ ｘ（ｔ）ｌの関係を第２図に示す。変調波の
瞬時周波数偏移ｆｄ（ｔ）・は、角周波数Δφから以下
のように算出される。
上式から瞬時位相データφ（１）を用いて位相変調を行
えば、アナログ入力信号ｘ （ｔ）に比例したｆｄ（ｔ
）を有するＦＭ変調波が得られることがわかる。そこで
９から出力されたφ（１）を複素包絡線生成回路１１、
直交変調回路１２、搬送波発振器１３で構成される位相
変調部へ入力する。この結果、出力端子６にはアナログ
入力信号ｘ （ｔ）を変調信号とするＦＭ変調波が得ら
れる。
えば、アナログ入力信号ｘ （ｔ）に比例したｆｄ（ｔ
）を有するＦＭ変調波が得られることがわかる。そこで
９から出力されたφ（１）を複素包絡線生成回路１１、
直交変調回路１２、搬送波発振器１３で構成される位相
変調部へ入力する。この結果、出力端子６にはアナログ
入力信号ｘ （ｔ）を変調信号とするＦＭ変調波が得ら
れる。
この構成ではディノタルモードにおいては第２図の構成
と同様に搬送波周波数及び変調指数の安定した高精度の
ディジタルＦＭ変調波を得ることができる。一方、アナ
ログモードにおいては、Ａ−Ｄ変換器を用いずにアナロ
グＦＭ変調波を得ることができるので、標本化及び量子
化に起因する雑音の発生がないという利点がある。
と同様に搬送波周波数及び変調指数の安定した高精度の
ディジタルＦＭ変調波を得ることができる。一方、アナ
ログモードにおいては、Ａ−Ｄ変換器を用いずにアナロ
グＦＭ変調波を得ることができるので、標本化及び量子
化に起因する雑音の発生がないという利点がある。
さて、第１図の構成では絶対値回路１６及びＶ−Ｆ変換
器１７から成る積算周期制御回路１５の精度によってア
ナログＦＭ変調波の精度が決まる。
器１７から成る積算周期制御回路１５の精度によってア
ナログＦＭ変調波の精度が決まる。
１５の第１の構成例を第３図に示す。図において、２０
はアナログスイッチ、２１は反転増幅器、２２は積分器
、２３はシュミットトリガ回路、２４は出力端子である
。この構成はＶ−Ｆ変換器としてよく知られてお）、入
力信号電圧の絶対値に比例した周波数を有する積算クロ
ックを出力端子２４に得ることができる。
はアナログスイッチ、２１は反転増幅器、２２は積分器
、２３はシュミットトリガ回路、２４は出力端子である
。この構成はＶ−Ｆ変換器としてよく知られてお）、入
力信号電圧の絶対値に比例した周波数を有する積算クロ
ックを出力端子２４に得ることができる。
第３図に示した回路はＶ−Ｆ変換の直線性がよく、この
回路を用いれば高精度のアナログＦＭ変調波を得ること
ができる。しかしながら積分器２２に使用する演算増幅
器には高速で動作することが要求され、高価になるとい
う欠点がある。
回路を用いれば高精度のアナログＦＭ変調波を得ること
ができる。しかしながら積分器２２に使用する演算増幅
器には高速で動作することが要求され、高価になるとい
う欠点がある。
第４図は上記の問題を解決した積算周期制御回路１５の
第２の構成例である。この構成ではＶ−Ｆ変換器として
、安価な電圧制御マルチバイブレータ（ＶＣＭ ）を使
用する。図にセいて２５はレベルシフト回路、２６はＶ
ＣＭ、２７は乗算器、２８は発振器、２９は低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ ）である。
第２の構成例である。この構成ではＶ−Ｆ変換器として
、安価な電圧制御マルチバイブレータ（ＶＣＭ ）を使
用する。図にセいて２５はレベルシフト回路、２６はＶ
ＣＭ、２７は乗算器、２８は発振器、２９は低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ ）である。
ＶＣＭは安価であるが、入力電圧対発振周波数特性は第
５図のようになシ、入力電圧ゼロゲルト付近の直線性が
悪い。このためＶＣＭを動作点ａで使用すると変調ひず
みを生ずる。そこでこの構成ではレベルシフト回路２５
を設げてアナログ入力信号を電圧ｖＲだげシフトし、Ｖ
ＣＭの動作点を直線性のよいｂ点（発振周波数をｆ。と
する）に置く。この結果、ＶＣＭの発振周波数もｆ。だ
けシフトするので、乗算器２７と発振器２８（発振周波
数ｆ。）、ＬＰＦ２９から成るダウンコンバータで周波
数をＣ−ｆ。）だけ降下させ、ベースバンド帯へ戻して
いる。入力アナログ信号をｘ （ｔ）とすると、２４に
得られる出力信号の周波数ｆ、は次式のようになる。
５図のようになシ、入力電圧ゼロゲルト付近の直線性が
悪い。このためＶＣＭを動作点ａで使用すると変調ひず
みを生ずる。そこでこの構成ではレベルシフト回路２５
を設げてアナログ入力信号を電圧ｖＲだげシフトし、Ｖ
ＣＭの動作点を直線性のよいｂ点（発振周波数をｆ。と
する）に置く。この結果、ＶＣＭの発振周波数もｆ。だ
けシフトするので、乗算器２７と発振器２８（発振周波
数ｆ。）、ＬＰＦ２９から成るダウンコンバータで周波
数をＣ−ｆ。）だけ降下させ、ベースバンド帯へ戻して
いる。入力アナログ信号をｘ （ｔ）とすると、２４に
得られる出力信号の周波数ｆ、は次式のようになる。
ｆｓ ＝ｌ （ｆｏ ＋ ｋａｘ（ｔ）） −ｆｏｌ
＝ｋ・ｈ（ｔ）ｌ （４）ここでｋはＶＣＭ ２
６の動作点すにおける周波数制御感度であシ、第５図の
ｂ点におけるグラフの傾度である。上式から、アナログ
入力信号の絶対値に比例した周波数ｆｓを持つ積算りａ
ツクが得られることがわかる。
＝ｋ・ｈ（ｔ）ｌ （４）ここでｋはＶＣＭ ２
６の動作点すにおける周波数制御感度であシ、第５図の
ｂ点におけるグラフの傾度である。上式から、アナログ
入力信号の絶対値に比例した周波数ｆｓを持つ積算りａ
ツクが得られることがわかる。
第４図の構成によれば、安価なＶＣＭを用いて、直線性
のよいＶ−Ｆ変換特性を得ることができる。
のよいＶ−Ｆ変換特性を得ることができる。
なお、温度変化などによＪ ＶＣＭ ２６の中心周波数
が変動すると、Ｖ−Ｆ変換特性に劣化が生ずるが、発振
器２８を２６と同一特性のＶＣＭで構成することによっ
て周波数ドリフトを補償し、劣化を抑えることができる
。この場合、■Ｃチップ内に２個、の同一特性のＶＣＭ
が集積化されたＩＣ（例えばテキサス・インスツルメン
ト社製５Ｎ７４Ｌ８６２５など）を使用すればさらに理
想的であ゛る。なお、乗算器２７としてはエクスクル−
シブ・オア回路が使用できるので第４図の回路は容易に
モノリシックＩＣ化できる。また、レベルシフト回路２
５は入力端子３に加わるアナログ入力信号の直流レベル
を予めｖＲに設定しておけば省略できる。
が変動すると、Ｖ−Ｆ変換特性に劣化が生ずるが、発振
器２８を２６と同一特性のＶＣＭで構成することによっ
て周波数ドリフトを補償し、劣化を抑えることができる
。この場合、■Ｃチップ内に２個、の同一特性のＶＣＭ
が集積化されたＩＣ（例えばテキサス・インスツルメン
ト社製５Ｎ７４Ｌ８６２５など）を使用すればさらに理
想的であ゛る。なお、乗算器２７としてはエクスクル−
シブ・オア回路が使用できるので第４図の回路は容易に
モノリシックＩＣ化できる。また、レベルシフト回路２
５は入力端子３に加わるアナログ入力信号の直流レベル
を予めｖＲに設定しておけば省略できる。
（発明の効果）
以上説明したように本発明によれば安定度及びディジタ
ル回路が大部分であシ、調整箇所が少いうえ、アナログ
回路もオペアンプ、ＶＣＭ、等ニ限られているためモノ
リシックＩＣ化に適している。
ル回路が大部分であシ、調整箇所が少いうえ、アナログ
回路もオペアンプ、ＶＣＭ、等ニ限られているためモノ
リシックＩＣ化に適している。
したがって特に小形化が要求される移動通信用無線機・
トランシーバなどに適用してその特徴が発揮できる。
トランシーバなどに適用してその特徴が発揮できる。
第１図は本発明によるディジタル信号・アナログ信号共
用ＦＭ変調器の構成を示す図、第２図は第１図の中の符
号判定回路及び絶対値回路の動作の説明図、第３図は第
１図の中の積算周期制御回路の第１の構成例、第４図は
積算周期制御回路の第２の構成例を示す図、第５図はＶ
ＣＭの入力電圧対発振周波数特性の例を示す図、第６図
はＶＣＯを用いた従来のディジタル信号・アナログ信号
共用ＦＭ変調器の構成図、第７図は従来の直交形ＦＭ変
調器の構成図である。 １・・・ディジタル信号入力端子、２・・・低域通過フ
ィルタ、３・・・アナログ信号入力端子、４・・・切替
スイッチ、５・・・電圧制御発振器、６・・・出力端子
、７・・・波形生成回路、８・・・データ切替回路、９
・・・積算回路、ｌＯ・・・アナログ・ディジタル変換
器、１１・・・複素包絡線生成回路、１２・・・直交変
調回路、１２−１及び１２−３・・・ミキサ、１２−２
・・・９０°移相器、１２−４・・・加算器、１３・・
・搬送波発振器、１４・・・符号判定回路、１５・・・
積算周期制御回路、１６・・・絶対値回路、１７・・・
Ｖ−Ｆ変換器、１８・・・切替スイッチ、１９・・・内
部クロック発振器、２０・・・アナログスイッチ、２１
・・・反転増幅器、２２・・・積分器、２３−シュミッ
トトリガ回路、２４・・・出力端子、２５−レベルシフ
ト回路、２６・・・電圧制御マルチバイブレータ、２７
・・・ミキサ、２８・・・発振器、２９・・・″低域通
過フィルタ。 特許出願人 日本電信電話株式会社 特許出願代理人 弁理士 山 本 恵 −×（ｔ） 第２ｒＩ１１ 第３図 第４図 第５図 し−−一−−」 第６図 第７図 手続補正書 昭和６０年７月５日
用ＦＭ変調器の構成を示す図、第２図は第１図の中の符
号判定回路及び絶対値回路の動作の説明図、第３図は第
１図の中の積算周期制御回路の第１の構成例、第４図は
積算周期制御回路の第２の構成例を示す図、第５図はＶ
ＣＭの入力電圧対発振周波数特性の例を示す図、第６図
はＶＣＯを用いた従来のディジタル信号・アナログ信号
共用ＦＭ変調器の構成図、第７図は従来の直交形ＦＭ変
調器の構成図である。 １・・・ディジタル信号入力端子、２・・・低域通過フ
ィルタ、３・・・アナログ信号入力端子、４・・・切替
スイッチ、５・・・電圧制御発振器、６・・・出力端子
、７・・・波形生成回路、８・・・データ切替回路、９
・・・積算回路、ｌＯ・・・アナログ・ディジタル変換
器、１１・・・複素包絡線生成回路、１２・・・直交変
調回路、１２−１及び１２−３・・・ミキサ、１２−２
・・・９０°移相器、１２−４・・・加算器、１３・・
・搬送波発振器、１４・・・符号判定回路、１５・・・
積算周期制御回路、１６・・・絶対値回路、１７・・・
Ｖ−Ｆ変換器、１８・・・切替スイッチ、１９・・・内
部クロック発振器、２０・・・アナログスイッチ、２１
・・・反転増幅器、２２・・・積分器、２３−シュミッ
トトリガ回路、２４・・・出力端子、２５−レベルシフ
ト回路、２６・・・電圧制御マルチバイブレータ、２７
・・・ミキサ、２８・・・発振器、２９・・・″低域通
過フィルタ。 特許出願人 日本電信電話株式会社 特許出願代理人 弁理士 山 本 恵 −×（ｔ） 第２ｒＩ１１ 第３図 第４図 第５図 し−−一−−」 第６図 第７図 手続補正書 昭和６０年７月５日
Claims (2)
- （１）アナログ入力信号に対してはアナログＦＭ変調波
の瞬時位相を出力するとともに、ディジタル入力信号に
対してはディジタルＦＭ変調波の瞬時位相を出力する瞬
時位相算出回路を有し、その出力の瞬時位相に対応した
余弦信号及び正弦信号を得、該余弦及び正弦信号を複素
包絡線入力信号として位相変調波を発生することにより
、アナログＦＭ変調波またはディジタルＦＭ変調波を得
る直交形ＦＭ変調器において、瞬時位相を算出する回路
が、 （ａ）アナログ信号の正負を判定し、正及び負に対応し
た符号データを出力する符号判定回路と、（ｂ）アナロ
グ入力信号の絶対値に比例した周波数を有する積算クロ
ックを発生する積算周期制御回路と、 （ｃ）該符号データを該積算クロック毎に積算してアナ
ログＦＭ変調波の瞬時位相を得る積算回路とを含むこと
を特徴とするディジタル信号アナログ信号共用ＦＭ変調
器。 - （２）前記積算周期制御回路が、アナログ入力信号電圧
に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器と、固定
周波数発振器と、該電圧制御発振器からの出力と該固定
周波数発振器からの出力を混合する乗算器と、乗算器出
力のベースバンド成分を取り出す低域通過フィルタによ
り構成されることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載のディジタル信号アナログ信号共用ＦＭ変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60103977A JPH0680981B2 (ja) | 1985-05-17 | 1985-05-17 | デイジタルアナログ共用直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60103977A JPH0680981B2 (ja) | 1985-05-17 | 1985-05-17 | デイジタルアナログ共用直交変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61263302A true JPS61263302A (ja) | 1986-11-21 |
| JPH0680981B2 JPH0680981B2 (ja) | 1994-10-12 |
Family
ID=14368382
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60103977A Expired - Fee Related JPH0680981B2 (ja) | 1985-05-17 | 1985-05-17 | デイジタルアナログ共用直交変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0680981B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1990012451A1 (fr) * | 1989-04-07 | 1990-10-18 | Sharp Kabushiki Kaisha | Modulateur de frequence |
| JPH02266705A (ja) * | 1989-04-07 | 1990-10-31 | Sharp Corp | Ｆｍ変調器 |
| EP0417328A1 (en) * | 1989-03-29 | 1991-03-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | Clock generator |
| US5894249A (en) * | 1996-01-12 | 1999-04-13 | Nec Corporation | Digital and analog modulator in a simplified circuit structure |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56152359A (en) * | 1980-04-25 | 1981-11-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Orthogonal modulator for fm |
-
1985
- 1985-05-17 JP JP60103977A patent/JPH0680981B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56152359A (en) * | 1980-04-25 | 1981-11-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Orthogonal modulator for fm |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0417328A1 (en) * | 1989-03-29 | 1991-03-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | Clock generator |
| WO1990012451A1 (fr) * | 1989-04-07 | 1990-10-18 | Sharp Kabushiki Kaisha | Modulateur de frequence |
| JPH02266705A (ja) * | 1989-04-07 | 1990-10-31 | Sharp Corp | Ｆｍ変調器 |
| JP2575057B2 (ja) * | 1989-04-07 | 1997-01-22 | シャープ株式会社 | Ｆｍ変調器 |
| US5894249A (en) * | 1996-01-12 | 1999-04-13 | Nec Corporation | Digital and analog modulator in a simplified circuit structure |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0680981B2 (ja) | 1994-10-12 |
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