JPS6124916B2 - - Google Patents
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- JPS6124916B2 JPS6124916B2 JP55096451A JP9645180A JPS6124916B2 JP S6124916 B2 JPS6124916 B2 JP S6124916B2 JP 55096451 A JP55096451 A JP 55096451A JP 9645180 A JP9645180 A JP 9645180A JP S6124916 B2 JPS6124916 B2 JP S6124916B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- voltage
- thyristor
- load
- control
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 9
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 4
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 4
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 2
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、誘導加熱装置用電源等に使用される
サイリスタインバータの制御方式に関する。
サイリスタインバータの制御方式に関する。
この種のインバータとして、サイリスタ主回路
の導通によつて誘導加熱用タンク回路を励振し、
タンク回路の振動電圧が設定電圧以下になつたこ
とを検出したときのみサイリスタ主回路を導通さ
せる制御とすることにより、サイリスタ主回路で
の転流失敗を防止し、しかも主回路素子に高電圧
が印加されないようにした制御方式を本願出願人
は既に提案している（特願昭53−66979号）。
の導通によつて誘導加熱用タンク回路を励振し、
タンク回路の振動電圧が設定電圧以下になつたこ
とを検出したときのみサイリスタ主回路を導通さ
せる制御とすることにより、サイリスタ主回路で
の転流失敗を防止し、しかも主回路素子に高電圧
が印加されないようにした制御方式を本願出願人
は既に提案している（特願昭53−66979号）。
上記制御方式の場合、タンク回路のＱが小さく
なると該タンク回路での減衰度が大大きく、タン
ク回路の電圧が次のゲートパルスを発生するに必
要な期間前に消滅して制御不能になり、サイリス
タ回路にゲート信号が入らず装置が停止する場合
があつた。
なると該タンク回路での減衰度が大大きく、タン
ク回路の電圧が次のゲートパルスを発生するに必
要な期間前に消滅して制御不能になり、サイリス
タ回路にゲート信号が入らず装置が停止する場合
があつた。
本発明は上記問題を解消した制御方式を提供す
ることを目的とする。
ることを目的とする。
以下図面を参照してこの発明の一実施例を説明
する。
する。
第１図はサイリスタインバータの主回路構成を
示す。順変換器CVの正極および負極間には直流
接続さた電解コンデンサCS1，CS2が接続され、
２電源の直列回路と同等の構成にされる。第１サ
イリスタ回路ST1及び第２サイリスタ回路ST2は
夫々ブリツジ接続されたサイリスタS1〜S4，S5〜
S8とブリツジ一端間に夫々コンデンサCT1，CT2
を具え、直流入力の正極側、負極側と第１リアク
トルL1、第２リアクトルL2の一端との間に夫々
介挿される。サイリスタ回路ST2とリアクトルL2
の接続点CO1から直流正極側に第１帰還ダイオー
ドD1が順方向に接続され、直流負極側からサイ
リスタ回路ST1とリアクトルL1の接続点CO2に第
２帰還ダイオードD2が接続される。リアクトル
L1とL2の接続点CO3と、コンデンサCS1とCS2の
接続点CO4（中点）間に誘導加熱装置用の負荷タ
ンク回路LRが介挿される。変成器DTは負荷タン
ク回路LRの振動電圧を検出するもので、この二
次側出力Ｘ，Ｙ，Ｚの検出信号がサイリスタ回路
ST1，ST2の導通制御に使用される。なお、信号
ＸとＹとは互いに逆位相で取出される。
示す。順変換器CVの正極および負極間には直流
接続さた電解コンデンサCS1，CS2が接続され、
２電源の直列回路と同等の構成にされる。第１サ
イリスタ回路ST1及び第２サイリスタ回路ST2は
夫々ブリツジ接続されたサイリスタS1〜S4，S5〜
S8とブリツジ一端間に夫々コンデンサCT1，CT2
を具え、直流入力の正極側、負極側と第１リアク
トルL1、第２リアクトルL2の一端との間に夫々
介挿される。サイリスタ回路ST2とリアクトルL2
の接続点CO1から直流正極側に第１帰還ダイオー
ドD1が順方向に接続され、直流負極側からサイ
リスタ回路ST1とリアクトルL1の接続点CO2に第
２帰還ダイオードD2が接続される。リアクトル
L1とL2の接続点CO3と、コンデンサCS1とCS2の
接続点CO4（中点）間に誘導加熱装置用の負荷タ
ンク回路LRが介挿される。変成器DTは負荷タン
ク回路LRの振動電圧を検出するもので、この二
次側出力Ｘ，Ｙ，Ｚの検出信号がサイリスタ回路
ST1，ST2の導通制御に使用される。なお、信号
ＸとＹとは互いに逆位相で取出される。
第２図は第１図に示した第１、第２サイリスタ
回路ST1，ST2の各サイリスタS1〜S8に点弧信号
を与えるための制御回路である。負荷タンク回路
LRの電圧信号Ｚは電圧制御回路１にフイードバ
ツク信号として取込まれ整流回路RF1で直流電圧
信号に変換され、この電圧信号と負荷電圧レベル
設定器LVの設定値との偏差が増幅器AMPで検出
増幅されて負荷電圧制御信号にされる。タンク回
路LRの電圧信号Ｘ，Ｙは点弧指令回路２，３に
夫々取込まれる。この指令回路２，３はその構成
回路２に代表して示す。信号Ｘの電圧レベルはコ
ンパレータCP1で上記電圧制御信号と比較される
ことで負荷電圧が所期の制御電圧よりも低下した
ことが検出される。この検出がなされたときには
Ｒ−ＳフリツプフロツプFF1のセツト状態として
記憶され、ナンドゲートG1のゲートが開かれ
る。一方、信号Ｘはゼロクロス検出回路ZC1でそ
のゼロクロス位相が検出され、この検出パルスは
ナンドゲートG1のゲートが開かれておれば点弧
指令として取出される。ゼロクロス検出回路ZC1
の出力パルスは微分回路DI1を通してその後縁タ
イミング信号が取出され、フリツプフロツプFF1
のリセツト信号にされる。従つて、指令回路２又
は３は電圧制御回路１から与えられる電圧信号よ
りも実際の負荷電圧信号Ｘ又はＹのレベルが小さ
くなつたときのみ負荷振動の零点の位相（電気角
Ｏ又はπ）で点弧指令を取出す。この点弧指令は
信号ＸとＹとが互いに逆位相にあることから夫々
は電気角πの位相差を持つて取出される。
回路ST1，ST2の各サイリスタS1〜S8に点弧信号
を与えるための制御回路である。負荷タンク回路
LRの電圧信号Ｚは電圧制御回路１にフイードバ
ツク信号として取込まれ整流回路RF1で直流電圧
信号に変換され、この電圧信号と負荷電圧レベル
設定器LVの設定値との偏差が増幅器AMPで検出
増幅されて負荷電圧制御信号にされる。タンク回
路LRの電圧信号Ｘ，Ｙは点弧指令回路２，３に
夫々取込まれる。この指令回路２，３はその構成
回路２に代表して示す。信号Ｘの電圧レベルはコ
ンパレータCP1で上記電圧制御信号と比較される
ことで負荷電圧が所期の制御電圧よりも低下した
ことが検出される。この検出がなされたときには
Ｒ−ＳフリツプフロツプFF1のセツト状態として
記憶され、ナンドゲートG1のゲートが開かれ
る。一方、信号Ｘはゼロクロス検出回路ZC1でそ
のゼロクロス位相が検出され、この検出パルスは
ナンドゲートG1のゲートが開かれておれば点弧
指令として取出される。ゼロクロス検出回路ZC1
の出力パルスは微分回路DI1を通してその後縁タ
イミング信号が取出され、フリツプフロツプFF1
のリセツト信号にされる。従つて、指令回路２又
は３は電圧制御回路１から与えられる電圧信号よ
りも実際の負荷電圧信号Ｘ又はＹのレベルが小さ
くなつたときのみ負荷振動の零点の位相（電気角
Ｏ又はπ）で点弧指令を取出す。この点弧指令は
信号ＸとＹとが互いに逆位相にあることから夫々
は電気角πの位相差を持つて取出される。
点弧指令回路２又は３から点弧指令が取出され
たときに、その点弧指令はフリツプフロツプFF2
のセツト状態又はリセツト状態として点弧指令を
判別した記憶がなされる。フリツプフロツプFF3
の状態変化は微分回路DI2又はDI3で検出され、こ
の検出はＴフリツプフロツプにされる分周回路
DV1又はDV2の状態反転信号にされ、分周回路
DV1のセツト状態ではゲート回路GA1の出力制御
がなされて第１図のサイリスタS1とS4の点弧信号
が取出されるし、分周回路DV1のリセツト状態で
はゲート回路GA2からサイリスタS2とS3の点弧信
号が取出される。同様に、分周回路DV2のセツ
ト、リセツト状態でゲート回路GA3からはサイリ
スタS5とS8の点弧信号が取出されゲート回路GA4
からはサイリスタS6とS8の点弧信号が取出され
る。
たときに、その点弧指令はフリツプフロツプFF2
のセツト状態又はリセツト状態として点弧指令を
判別した記憶がなされる。フリツプフロツプFF3
の状態変化は微分回路DI2又はDI3で検出され、こ
の検出はＴフリツプフロツプにされる分周回路
DV1又はDV2の状態反転信号にされ、分周回路
DV1のセツト状態ではゲート回路GA1の出力制御
がなされて第１図のサイリスタS1とS4の点弧信号
が取出されるし、分周回路DV1のリセツト状態で
はゲート回路GA2からサイリスタS2とS3の点弧信
号が取出される。同様に、分周回路DV2のセツ
ト、リセツト状態でゲート回路GA3からはサイリ
スタS5とS8の点弧信号が取出されゲート回路GA4
からはサイリスタS6とS8の点弧信号が取出され
る。
こうした制御回路と第１図の主回路を具えるに
おいて、サイリスタ回路ST1及びST2の夫々のコ
ンデンサCT1，CT2が図示の極性に充填されてい
るとし、負荷タンク回路LRに振動電流が流れて
いる状態で、負荷電圧が電圧制御回路１の設定出
力電圧よりも低くなつたとする。また、電圧低下
の検出が点弧指令回路２側の位相で検出されたと
すると、ゲート回路GA2に点弧信号を得てサイリ
スタS2，S3を同時点弧させる。これにより、負荷
タンク回路LRには電気角０度の位相でコンデン
サCS1−サイリスタS3−コンデンサCT1−サイリ
スタS2−リアクトルL1−負荷タンク回路LR−接
続点CO4の経路で電流が流れ始め、負荷タンク回
路LRの電流が増す。そして、コンデンサCT1は
図示とは逆極性の充電がされてその電圧がCS1と
CS2の直列電圧と一致すると、その後振動電流は
ダイオードD2を通して流れ、サイリスタS2，S3
は逆電圧又は保持電流以下とよりで消弧される。
同様に、電圧低下が点弧指令回路３側の位相で検
出されると、サイリスタS5，S8を点弧して負荷電
流の電気角πからの電流を流し、コンデンサCT2
が逆極性に充電される。
おいて、サイリスタ回路ST1及びST2の夫々のコ
ンデンサCT1，CT2が図示の極性に充填されてい
るとし、負荷タンク回路LRに振動電流が流れて
いる状態で、負荷電圧が電圧制御回路１の設定出
力電圧よりも低くなつたとする。また、電圧低下
の検出が点弧指令回路２側の位相で検出されたと
すると、ゲート回路GA2に点弧信号を得てサイリ
スタS2，S3を同時点弧させる。これにより、負荷
タンク回路LRには電気角０度の位相でコンデン
サCS1−サイリスタS3−コンデンサCT1−サイリ
スタS2−リアクトルL1−負荷タンク回路LR−接
続点CO4の経路で電流が流れ始め、負荷タンク回
路LRの電流が増す。そして、コンデンサCT1は
図示とは逆極性の充電がされてその電圧がCS1と
CS2の直列電圧と一致すると、その後振動電流は
ダイオードD2を通して流れ、サイリスタS2，S3
は逆電圧又は保持電流以下とよりで消弧される。
同様に、電圧低下が点弧指令回路３側の位相で検
出されると、サイリスタS5，S8を点弧して負荷電
流の電気角πからの電流を流し、コンデンサCT2
が逆極性に充電される。
このように、負荷電圧のピーク値が設定電圧以
下になつたときの次のゼロクロス点でサイリスタ
回路ST1又はST2を導通させてタンク回路での振
動を継続させ、タンク回路の電圧ピーク値が再び
設定値以下に低下したときに再び次のゼロクロス
点でサイリスタ回路を導通させる。なお、サイリ
スタ回路ST1，ST2のサイリスタS1〜S4とS5〜S8
は、S1とS4とはS2とS3交互に点弧されるようにな
り、コンデンサCT1，CT2も交互に逆方向に充電
される。
下になつたときの次のゼロクロス点でサイリスタ
回路ST1又はST2を導通させてタンク回路での振
動を継続させ、タンク回路の電圧ピーク値が再び
設定値以下に低下したときに再び次のゼロクロス
点でサイリスタ回路を導通させる。なお、サイリ
スタ回路ST1，ST2のサイリスタS1〜S4とS5〜S8
は、S1とS4とはS2とS3交互に点弧されるようにな
り、コンデンサCT1，CT2も交互に逆方向に充電
される。
こうしたインバータ制御方式において、タンク
回路LRのＱが大きくその減衰度が小さければ、
第３図ａに示すように、電圧制御回路１の出力電
圧が｜Ｖ｜とし、時刻t1でサイリスタ回路ST1を
点弧して負荷電流ｉLを流し始め、負荷電圧ＶLが
電圧＋Ｖよりも大きくなつた後、時刻t2で電圧Ｖ
Lのピーク値が＋Ｖよりも下まわつて時刻t3でサ
イリスタ回路ST2が点弧して再び電圧ＶLが｜Ｖ
｜よりも大きくなる自由振動を繰り返す。しか
し、タンク回路LRのＱが小さい場合には第３図
Ｄに示すように、時刻t4で電圧低下を検出するが
パワの投入方向が時刻t1の投入と同じ位相のた
め、時刻t5では点弧動作せず、時刻t2での電圧低
下検出で時刻t3で点弧動作しようとする。ここ
で、減衰度が大きく、時刻t3での信号Ｘ又はＹの
レベルが小さ過ぎると、コンパレータCP1、ゼロ
クロス検出回路ZC1の動作不能になり、時刻t3で
の点弧がなされずインバータ運転不能になる。こ
の現象は電圧制御回路１での出力電圧設定値を低
くした場合に顕著になる。
回路LRのＱが大きくその減衰度が小さければ、
第３図ａに示すように、電圧制御回路１の出力電
圧が｜Ｖ｜とし、時刻t1でサイリスタ回路ST1を
点弧して負荷電流ｉLを流し始め、負荷電圧ＶLが
電圧＋Ｖよりも大きくなつた後、時刻t2で電圧Ｖ
Lのピーク値が＋Ｖよりも下まわつて時刻t3でサ
イリスタ回路ST2が点弧して再び電圧ＶLが｜Ｖ
｜よりも大きくなる自由振動を繰り返す。しか
し、タンク回路LRのＱが小さい場合には第３図
Ｄに示すように、時刻t4で電圧低下を検出するが
パワの投入方向が時刻t1の投入と同じ位相のた
め、時刻t5では点弧動作せず、時刻t2での電圧低
下検出で時刻t3で点弧動作しようとする。ここ
で、減衰度が大きく、時刻t3での信号Ｘ又はＹの
レベルが小さ過ぎると、コンパレータCP1、ゼロ
クロス検出回路ZC1の動作不能になり、時刻t3で
の点弧がなされずインバータ運転不能になる。こ
の現象は電圧制御回路１での出力電圧設定値を低
くした場合に顕著になる。
そこで、本実施例では第２図にブロツク４で示
す低電圧制御部を設けている。コンパレータCP2
は負荷タンク回路LRの出力電圧Ｚが設定器
LVMINの設定値以下の低電圧になつたことを検出
し、この検出によつて点弧指令回路２，３のナン
ドゲートG1，G2のゲートを閉じる（ロツクす
る）と共にナンドゲートG3，G4のゲートを開
く。一方、電圧制御回路１の電圧出力制御信号を
入力とする電圧−周波数変換器VFは電圧出力制
御信号に応じた周波数のパルスを出力する。この
パルス出力は１つのフリツプフロツプ又は複数の
フリツプフロツプを縦接続した分周回路DV3で分
周し、分周回路DV3はナンドゲードG3，G4に交互
にゲート入力パルスを与える。ナンドゲートG3
の出力はナンドゲートG2の出力とワイアードオ
ア結線又はオア回路で結合されてフリツプフロツ
プFF2の一方の入力とし、ナンドゲートG4の出力
はG1の出力と結合されてフリツプフロツプFF2の
他方の入力としている。また、フリツプフロツプ
FF2の出力は分周回路DV3をリセツトし、電圧−
周波数変換器VFの出力状態に限らずフリツプフ
ロツプFF2へのセツト・リセツト入力を交互に与
えるようにしている。
す低電圧制御部を設けている。コンパレータCP2
は負荷タンク回路LRの出力電圧Ｚが設定器
LVMINの設定値以下の低電圧になつたことを検出
し、この検出によつて点弧指令回路２，３のナン
ドゲートG1，G2のゲートを閉じる（ロツクす
る）と共にナンドゲートG3，G4のゲートを開
く。一方、電圧制御回路１の電圧出力制御信号を
入力とする電圧−周波数変換器VFは電圧出力制
御信号に応じた周波数のパルスを出力する。この
パルス出力は１つのフリツプフロツプ又は複数の
フリツプフロツプを縦接続した分周回路DV3で分
周し、分周回路DV3はナンドゲードG3，G4に交互
にゲート入力パルスを与える。ナンドゲートG3
の出力はナンドゲートG2の出力とワイアードオ
ア結線又はオア回路で結合されてフリツプフロツ
プFF2の一方の入力とし、ナンドゲートG4の出力
はG1の出力と結合されてフリツプフロツプFF2の
他方の入力としている。また、フリツプフロツプ
FF2の出力は分周回路DV3をリセツトし、電圧−
周波数変換器VFの出力状態に限らずフリツプフ
ロツプFF2へのセツト・リセツト入力を交互に与
えるようにしている。
こうした低電圧制御部を具えることにより、負
荷タンク回路LRのＱが小さい場合、さらには電
圧設定が低い場合には点弧指令回路２，３に代つ
て低電圧制御部４から点弧指令を出し、この点弧
指令はレベル設定器LVの設定に応じた周期で出
し、インバータ運転を継続できる。なお低電圧制
御部４によるインバータ運転では、負荷出力電圧
波形が途切れるものになるが、誘導加熱装置の如
く被加熱材料にかなりの熱時定数があるものでは
脈流になる上記制御でも問題ない。
荷タンク回路LRのＱが小さい場合、さらには電
圧設定が低い場合には点弧指令回路２，３に代つ
て低電圧制御部４から点弧指令を出し、この点弧
指令はレベル設定器LVの設定に応じた周期で出
し、インバータ運転を継続できる。なお低電圧制
御部４によるインバータ運転では、負荷出力電圧
波形が途切れるものになるが、誘導加熱装置の如
く被加熱材料にかなりの熱時定数があるものでは
脈流になる上記制御でも問題ない。
以上明らかにしたとおり、本発明によるインバ
ータの制御方式は、負荷タンク回路のＱが小さい
場合にも出力電圧を定格から約零ボルトまで制御
でき、負荷の良否に拘らず広い制御範囲を持つイ
ンバータ装置を実現できる。
ータの制御方式は、負荷タンク回路のＱが小さい
場合にも出力電圧を定格から約零ボルトまで制御
でき、負荷の良否に拘らず広い制御範囲を持つイ
ンバータ装置を実現できる。
第１図は本発明の一実施例を示すインバータ主
回路構成図、第２図は第１図における制御回路の
一実施例を示す回路図、第３図は本発明の制御を
説明するための負荷電圧電流波形図である。 ST1，ST2……サイリスタ回路、LR……負荷タ
ンク回路、１……電圧制御回路、２，３……点弧
指令回路、４……低電圧制御部、ZC1……ゼロク
ロス検出回路、CP1，CP2……コンパレータ、DI1
〜DI3……微分回路、DV1〜DV3……分周回路、
VF……電圧−周波数変換器、GA1〜GA4……ゲ
ート回路。
回路構成図、第２図は第１図における制御回路の
一実施例を示す回路図、第３図は本発明の制御を
説明するための負荷電圧電流波形図である。 ST1，ST2……サイリスタ回路、LR……負荷タ
ンク回路、１……電圧制御回路、２，３……点弧
指令回路、４……低電圧制御部、ZC1……ゼロク
ロス検出回路、CP1，CP2……コンパレータ、DI1
〜DI3……微分回路、DV1〜DV3……分周回路、
VF……電圧−周波数変換器、GA1〜GA4……ゲ
ート回路。
Claims (1)
- １ 直流電源の正極側と負極側に夫々サイリスタ
主回路を設け、これらサイリスタ主回路を通して
負荷タンク回路に電力供給し、これらサイリスタ
主回路は負荷タンク回路の電圧が設定電圧以下に
減衰したときのみ交互に導通制御する制御回路を
備えたサイリスタインバータにおいて、上記負荷
タンク回路の電圧が所定の低電圧以下になるとき
に上記制御回路に代つて上記設定電圧に応じた周
期で上記サイリスタ主回路を交互に導通制御する
低電圧制御部を備えたことを特徴とするサイリス
タインバータの制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9645180A JPS5722387A (en) | 1980-07-15 | 1980-07-15 | Controlling system for thyristor inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9645180A JPS5722387A (en) | 1980-07-15 | 1980-07-15 | Controlling system for thyristor inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5722387A JPS5722387A (en) | 1982-02-05 |
| JPS6124916B2 true JPS6124916B2 (ja) | 1986-06-13 |
Family
ID=14165376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9645180A Granted JPS5722387A (en) | 1980-07-15 | 1980-07-15 | Controlling system for thyristor inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5722387A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59138729U (ja) * | 1983-03-08 | 1984-09-17 | 鹿島建設株式会社 | 安全標識 |
| JPS61235884A (ja) * | 1985-04-10 | 1986-10-21 | 株式会社 東京タツノ | 広告装置付壁 |
| JPS6421483A (en) * | 1987-07-17 | 1989-01-24 | Shiyuukou Kk | Notice apparatus |
| JP2012060505A (ja) * | 2010-09-10 | 2012-03-22 | On Semiconductor Trading Ltd | 振動スピーカの駆動制御回路 |
-
1980
- 1980-07-15 JP JP9645180A patent/JPS5722387A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5722387A (en) | 1982-02-05 |
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