JPS5835034B2 - インバ−タの始動方法 - Google Patents
インバ−タの始動方法Info
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- JPS5835034B2 JPS5835034B2 JP53031926A JP3192678A JPS5835034B2 JP S5835034 B2 JPS5835034 B2 JP S5835034B2 JP 53031926 A JP53031926 A JP 53031926A JP 3192678 A JP3192678 A JP 3192678A JP S5835034 B2 JPS5835034 B2 JP S5835034B2
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- Japan
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- inverter
- capacitor
- series
- thyristor
- switching elements
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はインバータの始動方法に関するものである。
従来、インバータを用いて負荷を誘導加熱する場合、力
調整はワークコイルと接近しており、鉄粉などで雰囲気
の悪い位置に配置されているので、インバータと力調整
を離して配置するため、ケーブルが長くなり、線路イン
ダクタンスが大きくなってくる。
調整はワークコイルと接近しており、鉄粉などで雰囲気
の悪い位置に配置されているので、インバータと力調整
を離して配置するため、ケーブルが長くなり、線路イン
ダクタンスが大きくなってくる。
そして、このケーブルの線路インダクタンスの影響で重
なり角が増して余裕角がなくなる。
なり角が増して余裕角がなくなる。
そこで第１図に示すように転流余裕角に相当するようコ
ンデンサＣ１をインバータ側に挿入することが考えられ
る。
ンデンサＣ１をインバータ側に挿入することが考えられ
る。
なお同図において順方向にサイリスタＳｕ、Ｓｘを直列
接続してなる直列体と、順方向にサイリスタＳ ｖ ｓ
Ｓ ｙを直列接続してなる直列体とが並列接続され、
前記各直列体の両端は直流リアクトルＬｄを介して直流
電源Ｅの正、負端子に接続され、前記各直列体を構成す
る二つのサイリスクの接続点は夫々ケーブル（線路イン
ダクタンスＬｅ）を介してタンク回路に接続される。
接続してなる直列体と、順方向にサイリスタＳ ｖ ｓ
Ｓ ｙを直列接続してなる直列体とが並列接続され、
前記各直列体の両端は直流リアクトルＬｄを介して直流
電源Ｅの正、負端子に接続され、前記各直列体を構成す
る二つのサイリスクの接続点は夫々ケーブル（線路イン
ダクタンスＬｅ）を介してタンク回路に接続される。
タンク回路は力率調整用コンデンサｃＴと誘導加熱用ワ
ークコイルＬＴとからなる。
ークコイルＬＴとからなる。
しかしながら、このようにすると、線路インダクタンス
ＬｅとコンデンサＣ１との共振の影響がタンク回路の入
力波形に重畳されるため、タンク回路の入力波形に振動
が生じ、γ（転流余裕角）が問題となり、転流余裕角が
なくなる場合もある。
ＬｅとコンデンサＣ１との共振の影響がタンク回路の入
力波形に重畳されるため、タンク回路の入力波形に振動
が生じ、γ（転流余裕角）が問題となり、転流余裕角が
なくなる場合もある。
本発明は上記の問題点を解決するためになされたもので
、すなわち順方向にスイッチング素子を直列接続してな
る直列体を複数個並列接続してなる逆変換器に直流電源
を接続し、前記各直列体を構成する二つのスイッチング
素子の接続点間に、スイッチング素子の逆並列回路に９
アクドルとコンデンサの直列体を直列接続したものを接
続し、前記各直列体を構成する二つのスイッチング素子
の接続点から交流出力を取出し、誘導加熱用タンク回路
に供給するようにしたインバータにおいて前記直流電源
からの別ルートにより前記コンデンサを早く所定値に充
電させ、充電後前記逆変換器の１個の直列体を構成する
二つのスイッチング素子をオンさせて前記逆変換器への
入力電流を早かに立上らせ、十分に立上った時点から負
荷電圧が確立されるまで前記逆変換器のスイッチング素
子と前記逆並列回路のスイッチング素子とで交互にオン
、オフさせ、しかも重なり角決定に当り、前記コンデン
サの端子電圧のピーク値を検出して、インバータ始動さ
せるようにしたことを特徴とするインバータの始動方法
を提供しようとするもので、以下実施例を用いて説明す
る。
、すなわち順方向にスイッチング素子を直列接続してな
る直列体を複数個並列接続してなる逆変換器に直流電源
を接続し、前記各直列体を構成する二つのスイッチング
素子の接続点間に、スイッチング素子の逆並列回路に９
アクドルとコンデンサの直列体を直列接続したものを接
続し、前記各直列体を構成する二つのスイッチング素子
の接続点から交流出力を取出し、誘導加熱用タンク回路
に供給するようにしたインバータにおいて前記直流電源
からの別ルートにより前記コンデンサを早く所定値に充
電させ、充電後前記逆変換器の１個の直列体を構成する
二つのスイッチング素子をオンさせて前記逆変換器への
入力電流を早かに立上らせ、十分に立上った時点から負
荷電圧が確立されるまで前記逆変換器のスイッチング素
子と前記逆並列回路のスイッチング素子とで交互にオン
、オフさせ、しかも重なり角決定に当り、前記コンデン
サの端子電圧のピーク値を検出して、インバータ始動さ
せるようにしたことを特徴とするインバータの始動方法
を提供しようとするもので、以下実施例を用いて説明す
る。
第２図は本発明の一実施例を示し、第１図との相異点は
コンデンサＣ１の代りにサイリスクＳ１．Ｓ２の逆並列
回路ｄｉ／ｄｔ抑制用リアクトルＬ２又はフライトコア
とコンデンサＣ２を直列接続してなる直列体をサイリス
タＦｌｕ、Ｓｘの接続点とサイリスタＳｖ、Ｓｙの接続
点間に接続し、これらコンデンサＣ２と９アクドルＬ２
との直列体の両端間に抵抗Ｒ１を接続し、サイリスタＳ
１．Ｓ２の逆並列回路とコンデンサＣ２との接続点をサ
イリスタＳ３、抵抗Ｒ２を介して直流電源Ｅの正電極に
接続したことにある。
コンデンサＣ１の代りにサイリスクＳ１．Ｓ２の逆並列
回路ｄｉ／ｄｔ抑制用リアクトルＬ２又はフライトコア
とコンデンサＣ２を直列接続してなる直列体をサイリス
タＦｌｕ、Ｓｘの接続点とサイリスタＳｖ、Ｓｙの接続
点間に接続し、これらコンデンサＣ２と９アクドルＬ２
との直列体の両端間に抵抗Ｒ１を接続し、サイリスタＳ
１．Ｓ２の逆並列回路とコンデンサＣ２との接続点をサ
イリスタＳ３、抵抗Ｒ２を介して直流電源Ｅの正電極に
接続したことにある。
このような構成のもとにインバータを運転させた場合の
始動時の動作波形は第３図ａ−ｊのタイミングチャート
で示される。
始動時の動作波形は第３図ａ−ｊのタイミングチャート
で示される。
すなわち第３図ａ〜ｇは夫々サイリスタＳ３ ｓ Ｓ
’ｌ ｓ Ｓ ｕ 、ＳＶ、ＳＸ＋Ｓ１゜Ｓ２のゲート
信号波形を示し、第３図りはコンデンサＣ２の端子電圧
■。
’ｌ ｓ Ｓ ｕ 、ＳＶ、ＳＸ＋Ｓ１゜Ｓ２のゲート
信号波形を示し、第３図りはコンデンサＣ２の端子電圧
■。
２を示し第３図ｉは直流リアクトルＬｄを流れる電流Ｉ
ｄを示し、第３図ｊはインバータの出力電圧Ｖｏを示す
。
ｄを示し、第３図ｊはインバータの出力電圧Ｖｏを示す
。
次に始動時の動作について述べる。
まず時刻ｔ。
において第３図ａ、ｂに示す如くサイリスクＳ３．Ｓｙ
を点弧すると、直流電源Ｅから抵抗Ｒ２→サイリスタＳ
３→コンデンサＣ２→リアクトルＬ２→サイ９スタＳｙ
へと電流が流れコンデンサＣ２は図示の如く早かに所定
値即ち電源電圧Ｅまで充電され電圧はサイリスクの保持
電流以下となりサイリスタＳ３とＳｙはオフされる。
を点弧すると、直流電源Ｅから抵抗Ｒ２→サイリスタＳ
３→コンデンサＣ２→リアクトルＬ２→サイ９スタＳｙ
へと電流が流れコンデンサＣ２は図示の如く早かに所定
値即ち電源電圧Ｅまで充電され電圧はサイリスクの保持
電流以下となりサイリスタＳ３とＳｙはオフされる。
このときのコンデンサＣ２の端子を圧Ｖ。
２の波形は第３図りで示される。
時刻ｔ２においてサイリスタＳｕ、Ｓｘを点弧すると、
直流リアクトルＩｄを流れる電流Ｉｄは第３図ｉに示す
如く急速に増加し、時刻ｔ３においてサイリスタＳｖ、
ＳＸ、Ｓ１のゲートに第３図ｄ−ｆの如く制御信号を与
え点弧するとコンデンサＣ２の電荷はコンデンサＣ２→
サイリスタＳ１→サイリスタＳｕ→サイリスタＳｖ→リ
アクトルＬ２−→コンデンサＣ２なる閉回路を通して放
電し、サイリスタＳｕを流れている電流は急激に減少し
零になりターンオフされる。
直流リアクトルＩｄを流れる電流Ｉｄは第３図ｉに示す
如く急速に増加し、時刻ｔ３においてサイリスタＳｖ、
ＳＸ、Ｓ１のゲートに第３図ｄ−ｆの如く制御信号を与
え点弧するとコンデンサＣ２の電荷はコンデンサＣ２→
サイリスタＳ１→サイリスタＳｕ→サイリスタＳｖ→リ
アクトルＬ２−→コンデンサＣ２なる閉回路を通して放
電し、サイリスタＳｕを流れている電流は急激に減少し
零になりターンオフされる。
その後直流リアクトルを流れていた電流はサイリスタＳ
ｖ−タンク回路−Ｌｅ−サイリスタＳｘを通す回路とサ
イリスタＳｖ−リアクトルＬ２−コンテ゛ンサＣ２−サ
イリスタＳ１−サイリスタＳｘの回路を通して流れる。
ｖ−タンク回路−Ｌｅ−サイリスタＳｘを通す回路とサ
イリスタＳｖ−リアクトルＬ２−コンテ゛ンサＣ２−サ
イリスタＳ１−サイリスタＳｘの回路を通して流れる。
この電流でタンク回路は励振されると同時にコンデンサ
Ｃ２の電圧の極性は反転する方向に充電される。
Ｃ２の電圧の極性は反転する方向に充電される。
次に時刻ｔ４においてサイリスタＳｙ、Ｓｕ、Ｓ２のゲ
ートに第３図す。
ートに第３図す。
ｃ、ｇの如く制御信号を与え点弧すると、コンデンサＣ
２の電荷はコンデンサＣ２→リアクトルＬ２−→サイリ
スクＳｖ→サイリスタＳｕ→サイリスタＳ２→コンデン
サＣ２の閉回路またはコンデンサＣ２→リアクトルＬ２
二吋イリスタＳｙ→サイリスタＳｘ−→サイリスタＳ２
→コンデ゛ンサＣ２の閉回路を通して放電し、サイリス
クＳｖ−→タンク回路−→サイリスタＳｘを流れている
電流は急激に減少し零になりターンオフされる。
２の電荷はコンデンサＣ２→リアクトルＬ２−→サイリ
スクＳｖ→サイリスタＳｕ→サイリスタＳ２→コンデン
サＣ２の閉回路またはコンデンサＣ２→リアクトルＬ２
二吋イリスタＳｙ→サイリスタＳｘ−→サイリスタＳ２
→コンデ゛ンサＣ２の閉回路を通して放電し、サイリス
クＳｖ−→タンク回路−→サイリスタＳｘを流れている
電流は急激に減少し零になりターンオフされる。
その後直流リアクトルの電流はサイリスタ５ｕ−Ｌｅ−
タンク回路サイリスクＳｙの閉回路とサイリスタＳｕ−
サイリスタＳ２−コンデンサＣ２−リアクトルＬ２−サ
イリスタＳｙの閉回路を通して流れる。
タンク回路サイリスクＳｙの閉回路とサイリスタＳｕ−
サイリスタＳ２−コンデンサＣ２−リアクトルＬ２−サ
イリスタＳｙの閉回路を通して流れる。
これによってタンク回路とコンデンサＣ２は前記モード
と逆極性に励磁されることになる。
と逆極性に励磁されることになる。
コンデンサＣ２は逆極性に充電され、サイリスタＳ２は
消弧される。
消弧される。
以下時刻ｔ６以降、負荷電圧Ｖ。が十分に確立されるま
で、Ｓｖ、ＳＸ、Ｓｌの点弧と５ｙｔＳｕｔＳ２の点弧
を繰り返す。
で、Ｓｖ、ＳＸ、Ｓｌの点弧と５ｙｔＳｕｔＳ２の点弧
を繰り返す。
そして負荷電圧■。が十分に確立された時点（図示せず
）において、サイリスタＳ１．Ｓ２の点弧を停止し、サ
イリスタＳｕ。
）において、サイリスタＳ１．Ｓ２の点弧を停止し、サ
イリスタＳｕ。
５ｙ−８ｖ、Ｓｘによるインバータの定常運転に入る。
この場合、サイリスクの消弧は負荷回路の転流エネルギ
ーを利用して消弧される。
ーを利用して消弧される。
なお本発明では時刻ｔ３以降、負荷電圧Ｖ。
が十分に確立されるまでを例えば時刻ｔ３〜ｔ６の区間
を例にとって説明すると、コンデンサＣ２の端子電圧ｖ
ｃ２のピーク値（これは負荷電圧■。
を例にとって説明すると、コンデンサＣ２の端子電圧ｖ
ｃ２のピーク値（これは負荷電圧■。
のピーク値であるＰ点電圧に対応する）で転流をするた
め重なり角Ｕが減少するので転流余裕角（γ）が十分に
とれる。
め重なり角Ｕが減少するので転流余裕角（γ）が十分に
とれる。
第４図は第２図においてサイリスタＳｖ。Ｓｌ、Ｓｘが
オンしてからＳ Ｌｌ ｒ Ｓ ２ ｔ Ｓ ’ｌがオ
ンに至る切換時点の■□、■２の電流波形およびＳｖの
端子電圧波形を示す。
オンしてからＳ Ｌｌ ｒ Ｓ ２ ｔ Ｓ ’ｌがオ
ンに至る切換時点の■□、■２の電流波形およびＳｖの
端子電圧波形を示す。
として表わされる。
従来は（１）式においてコンデンサＣ２の端子電圧Ｖ。
２はサイリスタ５ｕｔＳｙ＋Ｓ２のゲート点弧時の１４
時点における点線部分の波形のＢ点電圧値を用いている
ので、重なり角Ｕは大きく転流余裕角γは小さい。
時点における点線部分の波形のＢ点電圧値を用いている
ので、重なり角Ｕは大きく転流余裕角γは小さい。
ところが本発明では前述したように（１）式においてＶ
。
。
２としてピーク値（Ａ点電圧値）を用いるので、重なり
角Ｕは小さくなり、従って転流余裕角γは大きくなる。
角Ｕは小さくなり、従って転流余裕角γは大きくなる。
従って時刻ｔ３以降負荷電圧Ｖ。
が十分に確立されるまでコンデンサＣ２の電子電圧Ｖ。
２の波形は第３図りで示される如〈従来の点線部分の箇
所が実線の如く改善されるので、始動時の転流余裕角γ
が十分にとれ転流失敗がなくなる。
所が実線の如く改善されるので、始動時の転流余裕角γ
が十分にとれ転流失敗がなくなる。
また本発明では前述した如くサイリスタＳ１゜Ｓ２の逆
並列回路にｄｉ／ｄｔ抑制用リ抑制用リアクトル原２ン
デンサＣ２を直列接続してなる直列体を順方向に直列接
続されたＳｕとＳｘ、ＳｖとＳｙの接続点間に挿入する
ことによりインバータとタンク回路間のケーブルの長さ
が長くなり線路インダクタンスＬｅが大きくなり無視で
きない場合でも出力電圧Ｖ。
並列回路にｄｉ／ｄｔ抑制用リ抑制用リアクトル原２ン
デンサＣ２を直列接続してなる直列体を順方向に直列接
続されたＳｕとＳｘ、ＳｖとＳｙの接続点間に挿入する
ことによりインバータとタンク回路間のケーブルの長さ
が長くなり線路インダクタンスＬｅが大きくなり無視で
きない場合でも出力電圧Ｖ。
（タンク回路への入力電圧）は第３図ｊで示されるよう
に従来の如く振動波形が重畳されることなく、所望の交
流出力が取り出される。
に従来の如く振動波形が重畳されることなく、所望の交
流出力が取り出される。
そしてタンク回路のピーク電圧Ｖ。
（たとえばＰ点電圧）（これはＶ。
２のピーク値と対応する）で転流コンデンサＣ２がチャ
ージされるので転流電圧が十分にあり、このためインバ
ータの始動が楽になると共に定常運転も楽になる。
ージされるので転流電圧が十分にあり、このためインバ
ータの始動が楽になると共に定常運転も楽になる。
なおインバータの出力側から負荷をみた場合、負荷の力
率が１でもインバータ運転が十分に可能である。
率が１でもインバータ運転が十分に可能である。
本実施例においては単相インバータの場合を示したけれ
ども本発明はこれに限定されることなく多相インバータ
の場合でも同様に適用される。
ども本発明はこれに限定されることなく多相インバータ
の場合でも同様に適用される。
上述したように本発明によるインバータの始動方法を用
いれば、タンク回路への入力波形が振動波形とならず、
このためγ検出上の問題が解決できると共に転流電圧が
十分得られるためインバータの始動が容易になる。
いれば、タンク回路への入力波形が振動波形とならず、
このためγ検出上の問題が解決できると共に転流電圧が
十分得られるためインバータの始動が容易になる。
特に重なり角の検出に当り転流コンデンサの端子電圧（
負荷電圧Ｖ。
負荷電圧Ｖ。
）のピーク値を用いることにしたので従来に比し、重な
り角が小さくなり、転流余裕角が十分にとれ転流失敗が
なくなる。
り角が小さくなり、転流余裕角が十分にとれ転流失敗が
なくなる。
また、本発明によれば、逆並列回路のスイッチング素子
（サイリスタ８１−８２ ）がたとえ転流失敗しても放
電抵抗Ｒ１を通して放電し、前記スイッチング素子（サ
イリスタＳ１ｓ ８２ ）を通して事故電流が流れない
ので、前記スイッチング素子（サイリスタＳ１．Ｓ２
）の容量を小さくすることができる。
（サイリスタ８１−８２ ）がたとえ転流失敗しても放
電抵抗Ｒ１を通して放電し、前記スイッチング素子（サ
イリスタＳ１ｓ ８２ ）を通して事故電流が流れない
ので、前記スイッチング素子（サイリスタＳ１．Ｓ２
）の容量を小さくすることができる。
さらに本発明によれば、並列運転時においても何れか１
個のインバータに始動回路９Ｃを１個設けるだけでよい
。
個のインバータに始動回路９Ｃを１個設けるだけでよい
。
第１図は従来のインバータの一例を示す回路図、第２図
は本発明の一実施例を示す回路図、第３図ａ−’−３お
よび第４図は第２図の動作説明図とあって、図中Ｅは直
流電源、Ｌｄは直流リアクトル、Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｘ、Ｓ
ｙ、Ｓ１〜Ｓ３はサイリスク、Ｃ２は転流コンデンサ、
Ｌ２はｄｉ／ｄｔ抑制用リアクトル、Ｌｅは線路インダ
クタンス、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、ｃＴは力率調整用コンデ
ンサ、ＬＴは誘導加熱用ワークコイル、ＳＣは始動回路
を示す。
は本発明の一実施例を示す回路図、第３図ａ−’−３お
よび第４図は第２図の動作説明図とあって、図中Ｅは直
流電源、Ｌｄは直流リアクトル、Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｘ、Ｓ
ｙ、Ｓ１〜Ｓ３はサイリスク、Ｃ２は転流コンデンサ、
Ｌ２はｄｉ／ｄｔ抑制用リアクトル、Ｌｅは線路インダ
クタンス、Ｒ１，Ｒ２は抵抗、ｃＴは力率調整用コンデ
ンサ、ＬＴは誘導加熱用ワークコイル、ＳＣは始動回路
を示す。
Claims (1)
- １ 順方向にスイッチング素子を直列接続してなる直列
体を複数個並列接続してなる逆変換器の入力端に直流電
源を接続し、前記各直列体を構成する二つのスイッチン
グ素子の接続点間に、スイッチング素子の逆並列回路に
９アクドルとコンデンサの直列体を直列接続したものを
接続し、前記各直列体を構成する二つのスイッチング素
子の接続点から交流出力を取出し、誘導加熱用タンク回
路に供給するようにしたインバータにおいて、前記直流
電源からの別ルートにより前記コンデンサを早く所定値
に充電させ、充電後前記逆変換器における１個の直列体
を構成する二つのスイッチング素子をオンさせて前記逆
変換器への入力電流を早かに立上らせ、十分に立上った
時点から負荷電圧が確立されるまで前記逆変換器のスイ
ッチング素子と前記逆並列回路のスイッチング素子とで
交互にオン、オフさせ、しかも重なり角決定に当り前記
コンデンサの端子電圧のピーク値を検出してインバータ
始動させるようにしたことを特徴とするインバータの始
動方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53031926A JPS5835034B2 (ja) | 1978-03-20 | 1978-03-20 | インバ−タの始動方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53031926A JPS5835034B2 (ja) | 1978-03-20 | 1978-03-20 | インバ−タの始動方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54124231A JPS54124231A (en) | 1979-09-27 |
| JPS5835034B2 true JPS5835034B2 (ja) | 1983-07-30 |
Family
ID=12344568
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53031926A Expired JPS5835034B2 (ja) | 1978-03-20 | 1978-03-20 | インバ−タの始動方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5835034B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6215642U (ja) * | 1985-07-13 | 1987-01-30 |
-
1978
- 1978-03-20 JP JP53031926A patent/JPS5835034B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6215642U (ja) * | 1985-07-13 | 1987-01-30 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54124231A (en) | 1979-09-27 |
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