JPS5835035B2 - インバ−タの始動方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流型インパークの始動方法に関するものであ
る。

電流型インバータは特に汎用可変周波数誘導加熱電源と
して用いられているが、そのサイリスクインバータを起
動することの難しさがある。

起動中サイリスクの転流に必要なエネルギーが同調負荷
中に存在しないので、通常動作状態と同一の態様でサイ
リスクを点弧するだけではインバータを起動できない。

従って、このような並列同調インパークを起動するため
の成る種の補助手段（起動回路など）を利用することが
重要になる。

第１図は従来の電流型インバータの一例を示し、同図に
おいて、正端子Ｔと負端子Ｔ２の間に直流入力端子Ｖｄ
が供給される。

平滑インダクタＬは正端子Ｔ１と上側線路ａとの間に接
続され、負端子Ｔ２は下側の線路りに接続される。

８１〜Ｓ６はサイリスク、ＬＣｌは接続点Ｊ１とＪ２の
間に直結された負荷インダクタＬ１および負荷同調コン
デンサＣ□から成る並列同調負荷でインバータから給電
される。

Ｌｓは接続点ＪおよびＪ２を並列同調負荷ＬＣ１へ接続
するリード線の全標遊インダクタンス、ＳＣ１は補助サ
イリスタＳ５．Ｓ６と、接続点Ｊ１と５３間に接続され
たＲＣ並列回路とからなる起動回路、ＴＦは一次巻線Ｗ
１および二次巻線Ｗ２を有する分離帰還変成器、ＴＰは
時限パルス回路、ＦＦは時限フリップフロップ、ＭＬは
モード論理回路、Ｘａ１〜Ｘａ６およびＸｈ１〜Ｘｈ６
はアンド回路、Ｙ１〜Ｙ６はオア回路、ＰＡ１〜ＰＡ５
は点弧パルス増幅器である。

このインパークとその動作等については特公昭５２−２
７８１８号公報に詳細に記載されており、以下要点だけ
を述べる。

第１図のインパークの動作波形は第２図ａ ’ｗ 。

で示され、そのインパークの各動作モードを第２図を用
いて説明する。

インパークの第一モードは主サイリスクＳ１ 、補助サ
イリスクＳ６をターンオンし、ＲＣ並列回路に対する電
流路が形成され、この第一七−ド中線路ａと１〕の間、
ＲＣ並列回路の両端間に発生さねる電圧は夫々第２図ａ
、ｃで示されるが、並列同調負荷電圧は第２図りで示さ
れるように零である。

第二七−ドでは主サイリスタＳ２と補助サイリスタＳ５
のターンオン（第２図に、ｎ参照）と主サイリスクＳ３
と補助サイリスクＳ６のターンオン（第２図１．０参照
）とを交互に繰返す。

この第二モードでは２−モード中にコンデンサＣに蓄積
されたエネルギーによって負荷Ｔ、Ｃ１はその流入電流
に応答して共振し、並列同調負荷間の振動電圧波形は第
２図すで示される。

そしてインバータに流れる直流に関し、並列同調負荷Ｌ
Ｃ，の両端間の振動電圧の振幅が起動回路ＳＣ１中のコ
ンデンサＣの助けを借りることなく負荷コンデンサＣの
端子電圧によって主サイリスクＳ、 −Ｓ２ およびＳ
３− Ｓ、の信頼できる自己転流を確保するのに充分に
なる時インバータの第二モードは終る。

第三上−ドでは最初主サイリスタＳ１．Ｓ２が点弧され
るが、時刻を以降主サイリスクＳ３．Ｓ４−Ｓ１． Ｓ
２による定常運転に入り（第２図１ 、ｍ；Ｊ、に参照
）、エネルギーが主サイリスクを通して負荷へ供給され
、そして起動回路ＳＣ，が切離される。

負荷間の振動電圧は第２図りの波形で示されるようなあ
る定常状態値に達し、工業的加熱用途で理想的には使用
され得る。

コンデンサＣの電荷も第２図Ｃで示されるように抵抗Ｒ
によって消費され、このコンデンサＣはインバータの通
常動作中充電されない。

以上説明した従来のインバータにおいては次のような欠
点を有している。

すなわち、（１）直流リアクトルＬにより、電流Ｉｄの
立上りが遅いため、起動初期と起動完了時の発振周波数
が異なる。

従って同一周波数でのインバータ起動が不可能であり、
かつ起動が遅くなる。

（２）上記（１）の理由により、外部発振器による起動
ができない。

内部発振器ＴＰで動かす場合でもインダクタＬ１と漂遊
インダクタンスＬｓの比により負荷電圧が変化するため
に始動しにくい。

この場合たとえばインダクタＬ両端電圧■Ｌ１は負荷条
件で、第３図の如く変化する。

このため、内部発振は出力電圧の量が不充分であると内
部発振器（制御系）が誤動作する。

本発明はこのような従来の欠点を除去するために、順変
換器と；複数の主サイリスクの順方向直列体を複数並列
接続してなる逆変換器と；この逆変換器の直列体と並列
に接続された、しかも補助サイリスクと限流抵抗の直列
体を複数順方向に直列接続してなる直列回路と、前記逆
変換器を構成する一つの直列体の主サイリスク同志の接
続点と前記直列回路を構成する直列体同志の接続点間に
接続されたコンデンサＣと抵抗ＲからなるＲＣ並列回路
を含む起動回路とを備え、前記逆変換器の出力側にタン
ク負荷が接続される電流型インパークにおいて、前記Ｒ
，Ｃ並列回路および前記タンク負荷を付勢しく第１モー
ド）、次に前記直列回路の各補助サイリスクを同時に点
弧し、前記逆変換器・＼の直流入力を早く立−Ｌらせて
所定値に達せしめ（第２モード）、さらに第１および第
２モード中に蓄積されたエネルギーによって前記タンク
負荷を振動状態に促しく第３モード）、次にエネルギー
を前記逆変換器の各直列体を通して前記タンク負荷へ供
給し、前記起動回路を切離すようにして（第４モード）
、インバータを制御するようにした電流型インパークの
始動方法を提供しようとするもので、以下実施例を用い
て説明する。

第４図は本発明の一実施例を示す回路図、第５図は第４
図の制御装置の一実施例を示すブロック図であって、第
４図において、Ｒｒは供給される三相交流入力を整流し
て直流出力を送出する順変換器、Ｌｄは直流リアクトル
、Ｓ１５．Ｓ１６は始動用補助サイリスク、Ｓｌ、〜Ｓ
１４は主サイリスク、ＴＣは誘導加熱用コイルＬ□１と
力率調整用コンデンサＣとからなる負荷のタンク回路、
Ｃ１２は転１ 流コンデンサ、Ｒ１□、Ｒ１３は限流抵抗、Ｒ０２は放
電抵抗である。

ＳＣ２は補助サイリスタＳ１６．Ｓ１６と抵抗Ｒ□、〜
Ｒ１３と転流コンデンサＣＩ２とから成る起動回路であ
る。

第５図において１はインバータの出力側に設けられ、負
荷電圧が供給される転流余裕時間検出回路、２ばつき合
せ回路であって、このつき合せ回路２は、この転流余裕
時間検出回路１の出力と単安定マルチバイブレーク３の
出力とをつき合せて得られる偏差信号を積分器４を介し
て電圧−周波数変換器５に供給し、電圧−周波数変換器
５の出力は分周回路６および単安定マルチバイブレーク
３に供給する。

Ｔは時刻を時点より１４に至るまで始動回路８の出力に
もとづきインバータのサイリスクゲートを制御し、時刻
４４時点で始動回路８より電圧−周波数変換器５に発振
指令が出されると分周回路６の出力にもとづき、インバ
ータのサイリスクゲートを制御するゲート回路である。

次に動作について第４図〜第６図を用いて説明する。

（イ）第一モード（１１〜ｔ２）：始動時にまずｔｌ
時点で始動回路８よりゲート回路７に対してサイリスタ
Ｓ１５とＳ１□の点弧指令（充電指令）を出し、ゲート
回路７はサイリスタＳ１．とＳ１２に対して第６図ｃ、
ｄに示すように点弧信号を出す。

この点弧信号によりサイリスタＳ１５とＳ１□がターン
オンし、起動回路ＳＣ２の転流コンデンサＣ１□および
タンク回路ＴＣのコンデンサＣ□□が充電される。

このとき転流コンデンサＣ□２は第６図ｉの電圧波形で
示されるように充電されていき、やがて一定値におちつ
く。

つまりコンデンサＣ１２と抵抗Ｒ１２の並列回路が付勢
される。

（ロ）第二モード（１２〜ｔ４）：始動回路８は時刻を
時点で補助サイリスタＳ１６とＳ１５の点弧指令（短絡
指令）を出し、ゲート回路７はサイリスタＳ１４と８１
５に対して第６図ｃ９ｇに示すように点弧信号を出す。

この場合サイリスタＳ□。に対する点弧信号は入れ直す
。

補助サイリスクＳ１５と８１６のターンオンにより直流
リアクトルＬｄを流れる電流１は第６図りに示される如
く早い立上りで上昇し、所定値に達する。

このとき、コンデンサＣ１□の端子電圧は一定値に保持
さ−れたままである。

この第二七−ドは転流エネルギーを早く確立させるため
のモードであり、本発明特有のモードである。

（／→ 第三モード（１４〜ｔ５）：前記第二モードで
前記電流■が早い立上りで所定値に達した時点ｔ４で、
始動回路８は電圧−周波数変換器５に対して、発振指令
を出す。

またｔ４時点より自然と積分器４のリミッタが外れ、積
分器４の出力によりγ（転流余裕角）制御に切換わる。

電圧−周波数変換器５には発振リミッタが設けられてお
り始動回路８からの発振指令によって第６図ａに示すよ
うにパルス列を出力する。

分周回路６は電圧−周波数変換器５の出力信号を分周し
て、ゲート回路７に供給し、ゲート回路７は分周回路６
の出力にもとづき、サイリスクＳ□８ ｔ Ｓ１６およ
びサイリスクＳ１５．Ｓ１□に対して交互に第６図ｅ９
ｇおよび第６図ｃ、ｄに示されるように点弧信号を発す
る。

これによりサイリスタＳ１３，５１６−８１６．Ｓ□２
の運転が行なわれる。

この第三モードでは転流余裕時間検出回路１、つき合せ
回路２、積分器４、単安定マルチバイブレーク３などに
よるγ（転流余裕角）制御が行なわれる。

転流コンデンサＣ□２は充放電を繰り返し、その電圧波
形は第６図ｉで示される。

前記第一および第二七−ド中に蓄積されたエネルギーに
よって負荷のタンク回路ＴＣが振動状態に促される。

に）第四上−ド（１５〜）：始動回路８は負荷コンデン
サＣ１□の端子電圧によって自己転流を確保するのに充
分になった時点ｔ５において、ｔ５以降ゲート回路７に
対しサイリスタＳ５．Ｓ６への点弧信号の送出を停止す
ると共にサイリスタＳ。

およびＳ６の代りに夫々サイリスクＳ０およびＳ４への
点弧信号を送出するように指令を発する。

これによりｔ５時点でゲート回路７は分周回路６の出力
にもとづき第６図す、ｄに示すように主サイリスタＳ□
１．Ｓ１□への点弧信号を送出し、主サイリスタＳ１□
、Ｓ１□をターンオンする。

次の１６時点では分周回路６の出力にもとづき第６図ｅ
、ｆに示すように主サイリスタＳ□３．Ｓ１４への点弧
信号を送出し、主サイリスタＳ１３．Ｓ、４をターンオ
ンする。

以下同様の動作が繰り返される。

このように第四上−ドでは転流に必要な負荷電圧の確立
により、起動回路ＳＣ２が切離され、エネルギーは主サ
イリスクを通して負荷へ供給され、主サイリスタＳ１１
゜Ｓ１□−８１３，Ｓ１４の定常運転が行なわれる。

上述したように本発明によれば、第６図の第二モードで
示されるように直流リアクトルＬｄを流れる電流■の立
上りが早いため、起動初期と起動完了時の発振周波数が
同一であり、この同一周波数でのインバータ起動が可能
となり起動が早くなる。

また本発明によれば他制の発振器にて始動させるため負
荷電圧の変化にかかわらず始動が簡単確実で始動失敗は
生じない。

【図面の簡単な説明】 第１図は従来のインバータの一例を示す構成図、第２図
ａ−ｏは第１図の動作説明のための波形図、第３図は第
１図のインダクタＬ１の端子電圧波形を示す図、第４図
は本発明の一実施例を示す回路図、第５図は第４図の制
御装置の一実施例を示すブロック図、第６図ａ ％ ｉ
は第４図の動作説明のための波形図であって、図中Ｒｆ
は順変換器、Ｉ、ｄは直流リアク１ヘル、Ｓ１□〜Ｓ１
４は主サイリスク、Ｓｌ、、Ｓ１６は補助サイリスク、
Ｒ１□〜Ｒ１３は抵抗、Ｃ、Ｃはつンデンザ、Ｉ、１□
はコイル、ＴＣは１１ １２ タンク回路、ＳＣ２は起動回路、１は転流余裕時間検出
回路、２はつき合せ回路、３は単安定マルチバイブレー
ク、４は積分器、５は電圧−周波数変換器、６は分周回
路、７はゲート回路、８は始動回路を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 順変換器と；複数の主サイリスクの順方向直列体を
   複数並列接続してなる逆変換器と；この逆変換器の直列
   体と並列に接続された、しかも補助サイリスクと限流抵
   抗の直列体を複数順方向に直列接続してなる直列回路と
   、前記逆変換器を構成する一つの直列体の主サイリスク
   同志の接続点と前記直列回路を構成する直列体同志の接
   続点間に接続されたコンデンサＣと抵抗ＲからなるＲＣ
   並列回路を含む起動回路とを備え、前記逆変換器の出力
   側にタンク負荷が接続される電流型インパークにおいて
   、前記ＲＣ並列回路および前記タンク角荷を付勢しく第
   １モード）、次に前記直列回路の各補助サイリスクを同
   時に点弧し、前記逆変換器への直流入力を早く立上らせ
   て所定値に達せしめ（第２モード）、さらに第１および
   第２モード中に著積されたエネルギーによって前記タン
   ク負荷を振動状態に促しく第３モード）、次にエネルギ
   ーを前記逆変換器の各直列体を通して前記タンク負荷へ
   供給し、前記起動回路を切離すようにして（第４モード
   ）、インバータを制御するようにしたことを特徴とする
   インバータの始動方法。