JPS591069B2 - 高周波インバ−タの電力制御方式 - Google Patents
高周波インバ−タの電力制御方式Info
- Publication number
- JPS591069B2 JPS591069B2 JP53081331A JP8133178A JPS591069B2 JP S591069 B2 JPS591069 B2 JP S591069B2 JP 53081331 A JP53081331 A JP 53081331A JP 8133178 A JP8133178 A JP 8133178A JP S591069 B2 JPS591069 B2 JP S591069B2
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- JP
- Japan
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- load
- current
- thyristor
- voltage
- frequency inverter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ターンオフ時間の長いサイリスタで比較的高
い周波数の交流電力を得る高周波インバータに係わ、負
荷に供給する交流電力の制御方式に関する。
い周波数の交流電力を得る高周波インバータに係わ、負
荷に供給する交流電力の制御方式に関する。
この種の高周波インバータぱ特公昭５２層２７８２０号
公報に開示されており）その主回路構成を第１図に示す
。
公報に開示されており）その主回路構成を第１図に示す
。
サイリスタ５１を〜５１４、５２１〜５２４、５３１〜
５３４、５４１〜５４４はそれぞれ転流コンデンサＣ１
〜Ｃ４を持つてブリッジ回路に構成され、各ブリッジ回
路はサイリスタの点弧制御で転流コンデンサの充電の開
始時期と方向とが制御される。これら４っのブリッジ回
路をリング状に接続し、その出力端子間をＬ。、Ｃｏの
タンク回路を持つ負荷Ｒに接続され、入力端子間には限
流リアクトルＬｉを介して直流電源ＤＣに接続される。
こうした構成において、転流コンデンサＣ１〜Ｃ４が図
示の極性に充電されているとき、サイリスタ５１２、５
１３１５４２を５４３を同時に点弧すると、Ｓ、Ｏ−Ｃ
、−Ｃ、Ｏ一負荷Ｒ−Ｓ４。−Ｃ４−Ｓ４３の経路でコ
ンデンサＣｌ、Ｃ４の充電電流、即ち負荷にはＬ。、Ｃ
ｏで決まる共振電流が流れ（これを正方向とする）、コ
ンデンサＣｌ、Ｃ４は図示とは逆方向に充電される。次
いで、サイリスタ５２２｜５２３｜５３２１５３３を点
弧すると、Ｓ２２−Ｃ２層Ｓ２３−Ｒ−Ｓ３２−Ｃｓ−
Ｓ３３の経路で負荷Ｒには上記モードとぱ逆極性で共振
電流が負方向に流れ、コンデンサＣ２、Ｃｓは図示とは
逆方向に充電される。同様に、サイリスタ５１１、５１
４、５４１、５４４を点弧すると負荷Ｒには再び正方向
に共振電流が流れ、コンデンサＣｌ、Ｃ４は図示の状態
に充電される。次いで、サイリスタ５２１、５２４、５
３１、５３４を点弧すると負荷Ｒにぱ負方向に共振電流
が流れ、コンデンサＣ２、Ｃｓは図示の状態に充電され
る。こうしたサイリスタの点弧の繰り返しで負荷Ｒには
転流コンデンサの充電電流の２倍の周期で共振電流が流
れる。このとき、各サイリスタは交互（例えばサイリス
タ５１１と５１２）に点弧導通され、サイリスタにかか
る電圧は第２図に示す如く負荷電流１Ｒに対してＶ４周
期程度の逆電圧期間を有し、ターンオフ時間が長くとも
比較的高い周波数の交流電力を出力する運転が可能にな
る。上記の従来装置においては、負荷に供給する電力が
一定の場合には何ら問題はないが、供給電力を変化させ
る場合には負荷電流の増大で転流コンデンサＣ１〜Ｃ４
の充電電圧が上昇するため、サイリスタは重負荷のとき
の転流コンデンサの電圧以上の定格電圧を持つ性能のも
のを使用する必要がある。
５３４、５４１〜５４４はそれぞれ転流コンデンサＣ１
〜Ｃ４を持つてブリッジ回路に構成され、各ブリッジ回
路はサイリスタの点弧制御で転流コンデンサの充電の開
始時期と方向とが制御される。これら４っのブリッジ回
路をリング状に接続し、その出力端子間をＬ。、Ｃｏの
タンク回路を持つ負荷Ｒに接続され、入力端子間には限
流リアクトルＬｉを介して直流電源ＤＣに接続される。
こうした構成において、転流コンデンサＣ１〜Ｃ４が図
示の極性に充電されているとき、サイリスタ５１２、５
１３１５４２を５４３を同時に点弧すると、Ｓ、Ｏ−Ｃ
、−Ｃ、Ｏ一負荷Ｒ−Ｓ４。−Ｃ４−Ｓ４３の経路でコ
ンデンサＣｌ、Ｃ４の充電電流、即ち負荷にはＬ。、Ｃ
ｏで決まる共振電流が流れ（これを正方向とする）、コ
ンデンサＣｌ、Ｃ４は図示とは逆方向に充電される。次
いで、サイリスタ５２２｜５２３｜５３２１５３３を点
弧すると、Ｓ２２−Ｃ２層Ｓ２３−Ｒ−Ｓ３２−Ｃｓ−
Ｓ３３の経路で負荷Ｒには上記モードとぱ逆極性で共振
電流が負方向に流れ、コンデンサＣ２、Ｃｓは図示とは
逆方向に充電される。同様に、サイリスタ５１１、５１
４、５４１、５４４を点弧すると負荷Ｒには再び正方向
に共振電流が流れ、コンデンサＣｌ、Ｃ４は図示の状態
に充電される。次いで、サイリスタ５２１、５２４、５
３１、５３４を点弧すると負荷Ｒにぱ負方向に共振電流
が流れ、コンデンサＣ２、Ｃｓは図示の状態に充電され
る。こうしたサイリスタの点弧の繰り返しで負荷Ｒには
転流コンデンサの充電電流の２倍の周期で共振電流が流
れる。このとき、各サイリスタは交互（例えばサイリス
タ５１１と５１２）に点弧導通され、サイリスタにかか
る電圧は第２図に示す如く負荷電流１Ｒに対してＶ４周
期程度の逆電圧期間を有し、ターンオフ時間が長くとも
比較的高い周波数の交流電力を出力する運転が可能にな
る。上記の従来装置においては、負荷に供給する電力が
一定の場合には何ら問題はないが、供給電力を変化させ
る場合には負荷電流の増大で転流コンデンサＣ１〜Ｃ４
の充電電圧が上昇するため、サイリスタは重負荷のとき
の転流コンデンサの電圧以上の定格電圧を持つ性能のも
のを使用する必要がある。
このため、サイリスタには高耐圧の高価なもの又は耐圧
を上げるために複数段直列接続したものを必要とし、高
価なインバータ装置になる欠点があつた。本発明は上記
に鑑みてなされたもので、負荷に供給する電流は一定に
し、負荷電圧と電流の位相を変えることで負荷に供給す
る電力の制御をし、ブリツジ回路を構成するサイリスタ
電圧を定格に近い値で使用できるようにした電力制御方
式を提供することを目的とする。
を上げるために複数段直列接続したものを必要とし、高
価なインバータ装置になる欠点があつた。本発明は上記
に鑑みてなされたもので、負荷に供給する電流は一定に
し、負荷電圧と電流の位相を変えることで負荷に供給す
る電力の制御をし、ブリツジ回路を構成するサイリスタ
電圧を定格に近い値で使用できるようにした電力制御方
式を提供することを目的とする。
第３図は本発明の一実施例を示す。
負荷Ｒの電圧、電流は計器用変圧器ＰＴｌ変流器ＣＴで
夫々検出され、この検出電圧ｖと検出電流１は位相差検
出器ＰＤに取込まれ両者の位相差ψに比例した電圧信号
ｖφとして検出？れる。この電圧信号ｖφは増幅器ＡＭ
Ｐにて負荷Ｒに供給する電力の設定値Ｐｓとの偏差が検
出？へこの信号はゲート制御回路ＧＣのゲート出力信号
の制御入力にされる。ゲート制御回路ＧＣは各サイリス
タＳｌｌ〜Ｓｌ４９Ｓ２ｌゞＳ２４９Ｓ３ｌ′ＶＳ３４
りＳ４ｌゞＳ４４の点弧導通の制御信号を出力し、その
制御信号は増幅器ＡＭＰの入力信号に応じて負荷電圧に
対して進み又は遅れ位相角を制御する。即ち、サイリス
タの点弧導通位相を制御することで負荷Ｒの電圧位相よ
りも進み又は遅れた位相の交流電流になるよう力率を調
整し、負荷電圧ｖと電流１の位相差を変え、供給電力を
制御する。以上のと訃り、本発明による電力制御方式は
負荷電流は一定にし、負荷電流と電圧の位相差制御で負
荷に供給する電力を制御するため、転流コンデンサの電
圧が負荷の軽、重で変わることがなく、主回路サイリス
タには比較的に定格電圧の低いものを使用して充分にそ
の機能を持たせることができる。
夫々検出され、この検出電圧ｖと検出電流１は位相差検
出器ＰＤに取込まれ両者の位相差ψに比例した電圧信号
ｖφとして検出？れる。この電圧信号ｖφは増幅器ＡＭ
Ｐにて負荷Ｒに供給する電力の設定値Ｐｓとの偏差が検
出？へこの信号はゲート制御回路ＧＣのゲート出力信号
の制御入力にされる。ゲート制御回路ＧＣは各サイリス
タＳｌｌ〜Ｓｌ４９Ｓ２ｌゞＳ２４９Ｓ３ｌ′ＶＳ３４
りＳ４ｌゞＳ４４の点弧導通の制御信号を出力し、その
制御信号は増幅器ＡＭＰの入力信号に応じて負荷電圧に
対して進み又は遅れ位相角を制御する。即ち、サイリス
タの点弧導通位相を制御することで負荷Ｒの電圧位相よ
りも進み又は遅れた位相の交流電流になるよう力率を調
整し、負荷電圧ｖと電流１の位相差を変え、供給電力を
制御する。以上のと訃り、本発明による電力制御方式は
負荷電流は一定にし、負荷電流と電圧の位相差制御で負
荷に供給する電力を制御するため、転流コンデンサの電
圧が負荷の軽、重で変わることがなく、主回路サイリス
タには比較的に定格電圧の低いものを使用して充分にそ
の機能を持たせることができる。
第１図は従来の高周波インバータを示す主回路構成図、
第２図は第１図の動作を説明するための波形図、第３図
は本発明による電力制御方式の一実施例を示すブロツク
図である。 ＰＤ・・・位相差検出器、ＡＭＰ・・・増幅器、ＧＣ・
・・ゲート制御回路。
第２図は第１図の動作を説明するための波形図、第３図
は本発明による電力制御方式の一実施例を示すブロツク
図である。 ＰＤ・・・位相差検出器、ＡＭＰ・・・増幅器、ＧＣ・
・・ゲート制御回路。
Claims (1)
- １ サイリスタを介して転流コンデンサの充電の開始時
期と方向とを制御できるように構成したブリッジ回路を
４回路リング状に接続し、その接続点を交互に入力と出
力の端子となし、入力端子は限流リアクトルを介して直
流電源に接続し、出力端子はタンク回路を持つ負荷に接
続し、負荷電流が上記転流コンデンサの電流のほぼ２倍
の周期で方向を変えるようにサイリスタを点弧導通する
高周波インバータにおいて、負荷電圧と負荷電流の位相
差を検出する検出器と、この検出器の出力と負荷に供給
する電力の設定値との偏差に応じて上記サイリスタの点
弧導通位相を制御する制御回路とを備え、負荷電圧に対
する負荷電流の位相を変えることで負荷に供給する電力
を制御することを特徴とする高周波インバータの電力制
御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53081331A JPS591069B2 (ja) | 1978-07-04 | 1978-07-04 | 高周波インバ−タの電力制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53081331A JPS591069B2 (ja) | 1978-07-04 | 1978-07-04 | 高周波インバ−タの電力制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS558278A JPS558278A (en) | 1980-01-21 |
| JPS591069B2 true JPS591069B2 (ja) | 1984-01-10 |
Family
ID=13743390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53081331A Expired JPS591069B2 (ja) | 1978-07-04 | 1978-07-04 | 高周波インバ−タの電力制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS591069B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1273091B1 (en) | 2000-03-18 | 2009-06-24 | Areva T&D Sa | An improved electrical substation |
| GB0006513D0 (en) | 2000-03-18 | 2000-05-10 | Alstom | Improvements relating to converters |
| JP6350660B2 (ja) * | 2014-06-17 | 2018-07-04 | 株式会社明電舎 | 共振負荷用電力変換装置および共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法 |
| JP6079861B1 (ja) * | 2015-12-16 | 2017-02-15 | 株式会社明電舎 | 共振負荷用電力変換装置および共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法 |
-
1978
- 1978-07-04 JP JP53081331A patent/JPS591069B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS558278A (en) | 1980-01-21 |
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