JPS634429B2 - - Google Patents
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- JPS634429B2 JPS634429B2 JP55148566A JP14856680A JPS634429B2 JP S634429 B2 JPS634429 B2 JP S634429B2 JP 55148566 A JP55148566 A JP 55148566A JP 14856680 A JP14856680 A JP 14856680A JP S634429 B2 JPS634429 B2 JP S634429B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/523—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
- H02M7/5233—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、平滑された直流入力電流を矩形波交
流出力電流もしくは時々極性を切換えられる直流
出力電流に変換する電流形インバータの制御方法
に関し、とりわけ金属の電気化学的表面処理電解
槽用電源の如き電気化学用電源として用いるのに
適した電流形インバータの制御方法に関する。
流出力電流もしくは時々極性を切換えられる直流
出力電流に変換する電流形インバータの制御方法
に関し、とりわけ金属の電気化学的表面処理電解
槽用電源の如き電気化学用電源として用いるのに
適した電流形インバータの制御方法に関する。
この種の電気化学用電源においては、周期的に
極性の変化する矩形波交流電流が要求される場合
あるいは負荷の化学的処理条件に応じて時々極性
の変化する直流電流が要求される場合などがある
が、いずれの場合でも負荷に供給する電流の極性
を切換える時期は一定値以内にすべきである等の
制約条件がある。電流形インバータはこのような
用途に向いているのであるが、従来の電流形イン
バータの回路構成もしくは制御方法では、後述す
るように出力電流の極性切換時間が負荷特性に依
存するために急峻な切換ができないという欠点が
ある。
極性の変化する矩形波交流電流が要求される場合
あるいは負荷の化学的処理条件に応じて時々極性
の変化する直流電流が要求される場合などがある
が、いずれの場合でも負荷に供給する電流の極性
を切換える時期は一定値以内にすべきである等の
制約条件がある。電流形インバータはこのような
用途に向いているのであるが、従来の電流形イン
バータの回路構成もしくは制御方法では、後述す
るように出力電流の極性切換時間が負荷特性に依
存するために急峻な切換ができないという欠点が
ある。
本発明の目的は、出力電流の急峻な極性切換を
可能にする電流形インバータの制御方法を提供す
ることにある。
可能にする電流形インバータの制御方法を提供す
ることにある。
この目的は、本発明によれば、特許請求の範囲
に記載の構成により達成される。
に記載の構成により達成される。
以下図面を参照しながら従来の電流形インバー
タもしくはその制御方法の問題点をより詳しく述
べると共に、本発明の実施例について詳細に説明
する。
タもしくはその制御方法の問題点をより詳しく述
べると共に、本発明の実施例について詳細に説明
する。
第１図は消弧用の補助サイリスタを備えた自励
式電流形インバータの公知の主回路構成例を示
し、このインバータは本発明による制御方法の適
用対象例でもある。
式電流形インバータの公知の主回路構成例を示
し、このインバータは本発明による制御方法の適
用対象例でもある。
第１図の電流形インバータはブリツジ結線され
た主サイリスタ１〜４と、各主サイリスタに付属
する消弧用の補助サイリスタ１１〜１４と、主サ
イリスタ１，２に対して共通な転流回路を構成す
る転流コンデンサ５およびdi／dt抑制用リアクト
ル６と、主サイリスタ３，４に対して共通な転流
回路を構成する転流コンデンサ７およびdi／dt抑
制用リアクトル８と、平滑されたインバータ直流
入力電流Idを得るための直流リアクトル９とから
構成されている。直流入力電流Idは図示されてい
ない可変直流電源により所望の一定値に保つこと
ができる。インバータ交流出力端子に接続される
負荷回路は、金属の電気化学的表面処理槽の等価
回路としての抵抗R1とコンデンサC1との並列回
路と、これに直列な配線インダクタンスL1とで
示されている。第２図の電流形インバータの場合
には負荷回路の等価コンデンサC1の電圧を利用
して転流を行なわせるので、第１図における補助
サイリスタ１１〜１４、転流コンデンサ５，７お
よびリアクトル６，８が省略されている。
た主サイリスタ１〜４と、各主サイリスタに付属
する消弧用の補助サイリスタ１１〜１４と、主サ
イリスタ１，２に対して共通な転流回路を構成す
る転流コンデンサ５およびdi／dt抑制用リアクト
ル６と、主サイリスタ３，４に対して共通な転流
回路を構成する転流コンデンサ７およびdi／dt抑
制用リアクトル８と、平滑されたインバータ直流
入力電流Idを得るための直流リアクトル９とから
構成されている。直流入力電流Idは図示されてい
ない可変直流電源により所望の一定値に保つこと
ができる。インバータ交流出力端子に接続される
負荷回路は、金属の電気化学的表面処理槽の等価
回路としての抵抗R1とコンデンサC1との並列回
路と、これに直列な配線インダクタンスL1とで
示されている。第２図の電流形インバータの場合
には負荷回路の等価コンデンサC1の電圧を利用
して転流を行なわせるので、第１図における補助
サイリスタ１１〜１４、転流コンデンサ５，７お
よびリアクトル６，８が省略されている。
まず、第１図の電流形インバータに従来の制御
方法を適用した場合の動作について第２図Ａ，Ｂ
および第３図を参照しながら説明する。
方法を適用した場合の動作について第２図Ａ，Ｂ
および第３図を参照しながら説明する。
今、主サイリスタ１，４が導通していて正極性
の負荷電流iLを流していて、転流コンデンサ５，
７は第１図の右側の端子が正となるような極性に
充電された状態にあるものとする。この状態から
負荷電流iLの極性反転のために時点t1（第３図）で
主サイリスタ１，４の消弧用補助サイリスタ１
１，１４が点弧され、転流動作が開始される。従
来の制御方式の場合には、この転流動作開始時点
t1で同時に負極性の負荷電流iLを流すための主サ
イリスタ２，３も点弧される。この結果第２図Ａ
の等価回路で示されているように、電流ia＝Id，
ib，icが重なり合いながら流れる動作期間（モー
ド）が生じる。この期間においては、主サイリ
スタ１，４には、転流コンデンサ５もしくは６の
放電電流成分ibと負荷容量C1の新たに点弧された
主サイリスタ３もしくは２を介する放電電流成分
icとが直流入力電流成分ia＝Idとは逆の極性で重
畳され流れる。両放電電流成分ib，icの上昇にと
もなつて主サイリスタ１，４の電流は減少してい
く。ib＋ic＝Idとなる時点i2（第３図）で両主サイ
リスタ１，４は無電流となる。時点t1，t2間のモ
ードＩの期間においては、第３図に示すように転
流コンデンサ電圧Vcおよび負荷電圧VLは僅かに
低下し、負荷電流iLは電流成分icの２倍値相当だ
け減少する。このときの負荷電流iLの変化率は負
荷電圧VL、回路インダクタンスL1等により決ま
り、負荷電圧が小さいほど、また回路インダクタ
ンスL1が大きいほど電流変化は遅くなる。
の負荷電流iLを流していて、転流コンデンサ５，
７は第１図の右側の端子が正となるような極性に
充電された状態にあるものとする。この状態から
負荷電流iLの極性反転のために時点t1（第３図）で
主サイリスタ１，４の消弧用補助サイリスタ１
１，１４が点弧され、転流動作が開始される。従
来の制御方式の場合には、この転流動作開始時点
t1で同時に負極性の負荷電流iLを流すための主サ
イリスタ２，３も点弧される。この結果第２図Ａ
の等価回路で示されているように、電流ia＝Id，
ib，icが重なり合いながら流れる動作期間（モー
ド）が生じる。この期間においては、主サイリ
スタ１，４には、転流コンデンサ５もしくは６の
放電電流成分ibと負荷容量C1の新たに点弧された
主サイリスタ３もしくは２を介する放電電流成分
icとが直流入力電流成分ia＝Idとは逆の極性で重
畳され流れる。両放電電流成分ib，icの上昇にと
もなつて主サイリスタ１，４の電流は減少してい
く。ib＋ic＝Idとなる時点i2（第３図）で両主サイ
リスタ１，４は無電流となる。時点t1，t2間のモ
ードＩの期間においては、第３図に示すように転
流コンデンサ電圧Vcおよび負荷電圧VLは僅かに
低下し、負荷電流iLは電流成分icの２倍値相当だ
け減少する。このときの負荷電流iLの変化率は負
荷電圧VL、回路インダクタンスL1等により決ま
り、負荷電圧が小さいほど、また回路インダクタ
ンスL1が大きいほど電流変化は遅くなる。
時点t2で主サイリスタ１，４の電流が零になる
と、等価回路は第２図Ｂのようになる（モード
）。このモードの期間においては負荷電流は
iL＝Id−2icで変化してゆく。電流成分icは、第２
図Ｂの等価回路から分るように、負荷電圧VLと
転流コンデンサVcとの和の電圧および負荷回路
インダクタンスL1、転流リアクトルインダクタ
ンスＬなどにより決まる電流変化率で変化する。
したがつてモードにおいては転流コンデンサ電
圧VLの変化にともなつて電流成分ic（主サイリス
タ２，３の電流i2，i3）は第３図に示すように変
化する。したがつて、これに対応して負荷電流iL
は第３図に示すような波形をたどりながら、極性
反転してさらに時点t3で負の値−IdＩに達する。
この時点t3では補助サイリスタ１１，１４の電流
Id−icは零になる。これにより転流過程が完了す
る。
と、等価回路は第２図Ｂのようになる（モード
）。このモードの期間においては負荷電流は
iL＝Id−2icで変化してゆく。電流成分icは、第２
図Ｂの等価回路から分るように、負荷電圧VLと
転流コンデンサVcとの和の電圧および負荷回路
インダクタンスL1、転流リアクトルインダクタ
ンスＬなどにより決まる電流変化率で変化する。
したがつてモードにおいては転流コンデンサ電
圧VLの変化にともなつて電流成分ic（主サイリス
タ２，３の電流i2，i3）は第３図に示すように変
化する。したがつて、これに対応して負荷電流iL
は第３図に示すような波形をたどりながら、極性
反転してさらに時点t3で負の値−IdＩに達する。
この時点t3では補助サイリスタ１１，１４の電流
Id−icは零になる。これにより転流過程が完了す
る。
以上の説明から分るように、従来の制御方法に
より第１図の電流形インバータを制御した場合に
生じる出力電流極性切換時間（t3―t1）は、直流
入力電流Idが一定であつても負荷電圧VL、回路イ
ンダクタンスL1などの値により大きく影響を受
けるため、常に所望の一定値内にすることは困難
である。
より第１図の電流形インバータを制御した場合に
生じる出力電流極性切換時間（t3―t1）は、直流
入力電流Idが一定であつても負荷電圧VL、回路イ
ンダクタンスL1などの値により大きく影響を受
けるため、常に所望の一定値内にすることは困難
である。
本発明の制御方法では、上述の問題点を解決す
るために、出力電流の極性を切換える際に、まず
補助サイリスタのみが点弧されて今まで導通して
いた主サイリスタの消弧を行なつたのち、転流コ
ンデンサ電圧の極性反転後に、好ましくは転流コ
ンデンサ電圧と負荷電圧との和の大きさが所定値
に達したときはじめて逆極性の出力電流を流す主
サイリスタを点弧するようにしている。
るために、出力電流の極性を切換える際に、まず
補助サイリスタのみが点弧されて今まで導通して
いた主サイリスタの消弧を行なつたのち、転流コ
ンデンサ電圧の極性反転後に、好ましくは転流コ
ンデンサ電圧と負荷電圧との和の大きさが所定値
に達したときはじめて逆極性の出力電流を流す主
サイリスタを点弧するようにしている。
本発明による制御方法の場合、転流期間中、第
４図Ａ，Ｂ，Ｃに示す等価回路にて動作する３つ
のモード，，が生じ、各部動作波形は第５
図の如くなる。すなわち、主サイリスタ１，４が
導通して負荷電流iL＝Idを流しているものとする。
負荷電流をiL＝−Idとする際には、まず第５図の
時点t1において補助サイリスタ１１，１４のみが
点弧され、第４図Ａに示す等価回路で動作するモ
ードに入る。補助サイリスタ１１，１４の点弧
により図示の充電極性にある転流コンデンサ５，
７の放電電流ibが主サイリスタ１，４の逆方向に
流れる。放電電流ib、すなわち補助サイリスタ電
流i11，i14が負荷電流iL＝Idと等しくなつたとき
（時点t2）、主サイリスタ電流i1，i4は零になる。
時点t2からは第４図Ｂに示す等価回路で動作する
モードとなる。モードにおいては、転流コン
デンサ５，６はこれらを通つて流れる負荷電流
iL、すなわち直流入力電流Idによつて反転充電さ
れる。転流コンデンサ電圧Vcは一定勾配で変化
してゆき、時点t3で零点を通過する。本発明によ
る制御方式では、今までとは逆極性の電流を流す
べき主サイリスタ２，３の点弧がこの時点t3以降
において行なわれる。好ましくは、第５図に示す
如く転流コンデンサの反転充電圧が十分に上昇し
た時点t4で行うべきである。時点t4で主サイリス
タ２，３が点弧されることによつて、第４図Ｃの
等価回路で動作モードに入る。主サイリスタ
２，３が点弧すると、電流成分icが生じる。この
ときには負荷電流はiL＝Id−2icと表わすことがで
きる。したがつて負荷電流iLは電流成分icの上昇
にともなつて減少してゆき、零を通過して極性を
反転する。ic＝Idとなつたとき（時点t5）、補助サ
イリスタ１１，１４は無電流となつて消弧に向か
う。この時点t5において負荷電流はiL＝Idとなり、
モードが終了し、もつて転流過程が完了する。
４図Ａ，Ｂ，Ｃに示す等価回路にて動作する３つ
のモード，，が生じ、各部動作波形は第５
図の如くなる。すなわち、主サイリスタ１，４が
導通して負荷電流iL＝Idを流しているものとする。
負荷電流をiL＝−Idとする際には、まず第５図の
時点t1において補助サイリスタ１１，１４のみが
点弧され、第４図Ａに示す等価回路で動作するモ
ードに入る。補助サイリスタ１１，１４の点弧
により図示の充電極性にある転流コンデンサ５，
７の放電電流ibが主サイリスタ１，４の逆方向に
流れる。放電電流ib、すなわち補助サイリスタ電
流i11，i14が負荷電流iL＝Idと等しくなつたとき
（時点t2）、主サイリスタ電流i1，i4は零になる。
時点t2からは第４図Ｂに示す等価回路で動作する
モードとなる。モードにおいては、転流コン
デンサ５，６はこれらを通つて流れる負荷電流
iL、すなわち直流入力電流Idによつて反転充電さ
れる。転流コンデンサ電圧Vcは一定勾配で変化
してゆき、時点t3で零点を通過する。本発明によ
る制御方式では、今までとは逆極性の電流を流す
べき主サイリスタ２，３の点弧がこの時点t3以降
において行なわれる。好ましくは、第５図に示す
如く転流コンデンサの反転充電圧が十分に上昇し
た時点t4で行うべきである。時点t4で主サイリス
タ２，３が点弧されることによつて、第４図Ｃの
等価回路で動作モードに入る。主サイリスタ
２，３が点弧すると、電流成分icが生じる。この
ときには負荷電流はiL＝Id−2icと表わすことがで
きる。したがつて負荷電流iLは電流成分icの上昇
にともなつて減少してゆき、零を通過して極性を
反転する。ic＝Idとなつたとき（時点t5）、補助サ
イリスタ１１，１４は無電流となつて消弧に向か
う。この時点t5において負荷電流はiL＝Idとなり、
モードが終了し、もつて転流過程が完了する。
第５図から分るように、本発明による制御方法
の場合には、負荷電流の極性切換時間は転流過程
の最後の動作モードの時間であり、この期間中
における負荷電流iLの変化勾配は、第４図Ｃの等
価回路から、 diL／dt＝Vc＋VL／L1＋Ｌ／２ が求まる。（Ｌはリアクトル６，９のインダクタ
ンス）。インダクタンスL1，Ｌは固定値であるか
ら、負荷電流の極性切換時の変化勾配は、Vc＋
VLに比例する。本発明による制御方法によれば、
新たな主サイリスタの点弧を転流コンデンサ電圧
Vcの反転後に行うので、第４図Ｃからも分るよ
うにVcとVLとが順極性直列接続関係にあつて、
このために負荷電流の急峻な極性切換えが行なわ
れる。新たな主サイリスタの点弧を遅らせるほど
Vcの値が大きくなるので、負荷電流の極性切換
がスピードアツプされる。新たな主サイリスタの
点弧は転流コンデンサ電圧Vcが反転後所定の値
に達したとき、あるいは好ましくはVc＋VLが所
定の値に達したときに行なうようにすればよい。
しかし、制御装置と主回路との電位分離を容易に
するためには、例えば第１図に示す主回路構成に
おいて負荷直流母線電位を制御装置の基準電位
とするような場合ならば、点、点の基準点
に対する電位のうちその都度大きな方の電位があ
らかじめ定めた値に達したことを検出したとき新
たな主サイリスタの点弧を行なうようにすると検
出装置を簡単にすることができる。この場合には
2Vc＋VLが所定値に達したとき新たな主サイリス
タの点弧が行なわれることになる。この所定値を
適当に選定することによつて、要求される切換時
間を簡単に満足させることができる。
の場合には、負荷電流の極性切換時間は転流過程
の最後の動作モードの時間であり、この期間中
における負荷電流iLの変化勾配は、第４図Ｃの等
価回路から、 diL／dt＝Vc＋VL／L1＋Ｌ／２ が求まる。（Ｌはリアクトル６，９のインダクタ
ンス）。インダクタンスL1，Ｌは固定値であるか
ら、負荷電流の極性切換時の変化勾配は、Vc＋
VLに比例する。本発明による制御方法によれば、
新たな主サイリスタの点弧を転流コンデンサ電圧
Vcの反転後に行うので、第４図Ｃからも分るよ
うにVcとVLとが順極性直列接続関係にあつて、
このために負荷電流の急峻な極性切換えが行なわ
れる。新たな主サイリスタの点弧を遅らせるほど
Vcの値が大きくなるので、負荷電流の極性切換
がスピードアツプされる。新たな主サイリスタの
点弧は転流コンデンサ電圧Vcが反転後所定の値
に達したとき、あるいは好ましくはVc＋VLが所
定の値に達したときに行なうようにすればよい。
しかし、制御装置と主回路との電位分離を容易に
するためには、例えば第１図に示す主回路構成に
おいて負荷直流母線電位を制御装置の基準電位
とするような場合ならば、点、点の基準点
に対する電位のうちその都度大きな方の電位があ
らかじめ定めた値に達したことを検出したとき新
たな主サイリスタの点弧を行なうようにすると検
出装置を簡単にすることができる。この場合には
2Vc＋VLが所定値に達したとき新たな主サイリス
タの点弧が行なわれることになる。この所定値を
適当に選定することによつて、要求される切換時
間を簡単に満足させることができる。
第６図はこの場合の制御装置の実施例を示し、
第７図はそれの動作波形図を示す。
第７図はそれの動作波形図を示す。
第６図によれば、第１図の直流母線を基準電
位として補助サイリスタ同士の接続点、の電
位がダイオード１５，１６を介して導かれ、その
都度高い方の電位が分圧器１７に印加され、分圧
器出力電圧がコンパレータ１８において設定器１
９の設定値と比較されるようになつている。イン
バータ周波数設定器２０からの入力電圧をこれに
比例した周波数を有するパルス列に変換する電
圧／周波数変換器２１が設けられている。第７図
には変換器２１の出力端に生じるパルス列、コ
ンパレータ１８の出力信号、変換器２１の出力
端に接続された否定回路２２の出力信号、変換
器２１の出力信号とコンパレータ１８の出力信
号を入力されるアンド回路２３の出力信号、
否定回路２２の出力信号とコンパレータ１８の
出力信号を入力されるアンド回路２４の出力信
号のタイムチヤートが示されている。さらに第
７図から分るように、出力信号の立上がり時点
で補助サイリスタ１１，１４に点弧パルスが供給
され、出力信号の立上がり時点で補助サイリス
タ１２，１３に点弧パルスが供給される。これに
対して主サイリスタ２，３もしくは１，４の点弧
パルスはそれぞれ信号もしくはの立上がり時
点で与えられる。すなわち、主サイリスタの点弧
は従来の制御方式の場合に比べて遅らされてお
り、電圧―または電圧―が設定器１９に
よつて設定された値に達したときはじめて行なわ
れる。この点弧は既に述べたように転流コンデン
サ電圧の極性が反転して、コンデンサ電圧が負荷
電流の極性切換速度を高めるのに役立つようにな
つてから行なわれる。
位として補助サイリスタ同士の接続点、の電
位がダイオード１５，１６を介して導かれ、その
都度高い方の電位が分圧器１７に印加され、分圧
器出力電圧がコンパレータ１８において設定器１
９の設定値と比較されるようになつている。イン
バータ周波数設定器２０からの入力電圧をこれに
比例した周波数を有するパルス列に変換する電
圧／周波数変換器２１が設けられている。第７図
には変換器２１の出力端に生じるパルス列、コ
ンパレータ１８の出力信号、変換器２１の出力
端に接続された否定回路２２の出力信号、変換
器２１の出力信号とコンパレータ１８の出力信
号を入力されるアンド回路２３の出力信号、
否定回路２２の出力信号とコンパレータ１８の
出力信号を入力されるアンド回路２４の出力信
号のタイムチヤートが示されている。さらに第
７図から分るように、出力信号の立上がり時点
で補助サイリスタ１１，１４に点弧パルスが供給
され、出力信号の立上がり時点で補助サイリス
タ１２，１３に点弧パルスが供給される。これに
対して主サイリスタ２，３もしくは１，４の点弧
パルスはそれぞれ信号もしくはの立上がり時
点で与えられる。すなわち、主サイリスタの点弧
は従来の制御方式の場合に比べて遅らされてお
り、電圧―または電圧―が設定器１９に
よつて設定された値に達したときはじめて行なわ
れる。この点弧は既に述べたように転流コンデン
サ電圧の極性が反転して、コンデンサ電圧が負荷
電流の極性切換速度を高めるのに役立つようにな
つてから行なわれる。
第１図は本発明の制御方法を適用することので
きる一般的な電流形インバータの主回路構成を示
す回路図、第２図Ａ，Ｂは従来の制御方法の場合
に転流過程生じる２つの動作モードのそれぞれに
おける等価回路図、第３図は従来の制御方法の場
合における動作波形図、第４図Ａ，Ｂ，Ｃは本発
明の制御方法の場合に転流過程で生じる３つの動
作モードのそれぞれにおける等価回路図、第５図
は本発明の制御方法の場合における動作波形図、
第６図は本発明の制御方法を実施するための制御
装置の一例を示すブロツク図、第７図は第６図の
制御装置についての動作波形図である。 １〜４……主サイリスタ、１１〜１４……補助
サイリスタ、５，７……転流コンデンサ、６，８
……リアクトル、９……直流リアクトル、R1…
…負荷等価抵抗、C1……負荷等価容量、L1……
負荷回路配線インダクタンス、１５〜１６……ダ
イオード、１７……分圧器、１９……設定器、２
０……周波数設定器、２１……電圧／周波数変換
器。
きる一般的な電流形インバータの主回路構成を示
す回路図、第２図Ａ，Ｂは従来の制御方法の場合
に転流過程生じる２つの動作モードのそれぞれに
おける等価回路図、第３図は従来の制御方法の場
合における動作波形図、第４図Ａ，Ｂ，Ｃは本発
明の制御方法の場合に転流過程で生じる３つの動
作モードのそれぞれにおける等価回路図、第５図
は本発明の制御方法の場合における動作波形図、
第６図は本発明の制御方法を実施するための制御
装置の一例を示すブロツク図、第７図は第６図の
制御装置についての動作波形図である。 １〜４……主サイリスタ、１１〜１４……補助
サイリスタ、５，７……転流コンデンサ、６，８
……リアクトル、９……直流リアクトル、R1…
…負荷等価抵抗、C1……負荷等価容量、L1……
負荷回路配線インダクタンス、１５〜１６……ダ
イオード、１７……分圧器、１９……設定器、２
０……周波数設定器、２１……電圧／周波数変換
器。
Claims (1)
- １ 平滑された直流入力電流の極性を切換えて負
荷に供給する複数個の主サイリスタからなり、各
主サイリスタを消弧すべき際に転流コンデンサを
含む転流回路を当該サイリスタに並列接続する補
助サイリスタを備えている電流形インバータにお
いて、負荷電流の極性を切換える際に、まず補助
サイリスタの点弧によりそれまで導通していた主
サイリスタの消弧を行ない、それまでとは逆の極
性の電流を流す主サイリスタの点弧は転流コンデ
ンサの電圧が反転した時点以降において行なうよ
うにしたことを特徴とする電流形インバータの制
御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55148566A JPS5775577A (en) | 1980-10-23 | 1980-10-23 | Current type inverter control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55148566A JPS5775577A (en) | 1980-10-23 | 1980-10-23 | Current type inverter control system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5775577A JPS5775577A (en) | 1982-05-12 |
| JPS634429B2 true JPS634429B2 (ja) | 1988-01-28 |
Family
ID=15455605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55148566A Granted JPS5775577A (en) | 1980-10-23 | 1980-10-23 | Current type inverter control system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5775577A (ja) |
-
1980
- 1980-10-23 JP JP55148566A patent/JPS5775577A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5775577A (en) | 1982-05-12 |
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