JP3170833B2 - アーク加工用電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、商用交流電源からの電
力を一旦整流して直流とした後にスイッチング用トラン
ジスタを用いたインバータ回路によって高周波交流に変
換し、得られた高周波出力を変圧器や整流回路を通して
アーク溶接や溶断、プラズマアーク加工等のアーク加工
に適した特性の電力に再変換する方式のアーク加工用電
源装置の改良に関するものである。

【０００２】

【従来の装置】スイッチング用トランジスタを用いて直
流を高周波交流に変換する回路を有するインバータ式ア
ーク加工用電源装置においては、スイッチング時に回路
に含まれるインダクタンスによってサージ電圧が発生
し、このサージ電圧は変換する周波数が高くなり、スイ
ッチング速度が速くなるにしたがって高くなる。従来は
これによってスイッチングトランジスタが破壊されるの
を防止するために図１に示すような抵抗器とコンデンサ
とからなるサージ電圧抑制回路（スナバ回路）が用いら
れていた。図１において、１は商用交流電源、２は整流
回路、３ａ，３ｂは整流回路２の出力を２分するコンデ
ンサ、４ａ，４ｂはスイッチングトランジスタ、５ａ，
５ｂはスイッングトランジスタ４ａ，４ｂに逆並列に接
続された逆電圧バイパス用のダイオードである。６ａ，
６ｂは抵抗器、７ａ，７ｂはコンデンサであり、各抵抗
器とコンデンサとは直列に接続されて図示のようにスイ
ッチングトランジスタ４ａ，４ｂの両端に並列に接続さ
れてスナバ回路を構成している。８は高周波変圧器、９
ａ，９ｂは変圧器８の出力電圧を両波整流するためのダ
イオード、１０はフライホイールダイオードである。ま
た１１は直流リアクトルであり、出力電流を平滑すると
ともにアーク加工に適した出力電流の変化特性を決定す
る。１２はアーク加工用電極、例えばアーク溶接用トー
チの電極であり、１３は被加工物である。

【０００３】同図の装置において、スイッチング用トラ
ンジスタ４ａ，４ｂは図示を省略した制御回路の出力に
より交互にＯＮ−ＯＦＦしてコンデンサ３ａ，３ｂによ
って２分された整流回路２の出力を高周波交流に変換す
るハーフブリッジ型インバータ回路を構成している。ま
たＬは配線に分布するインダクタンス分を便宜上集中定
数で示したものである。ここで出力の調整はスイッチン
グ用トランジスタのＯＮ／ＯＦＦ時間比率（デューテ
ィ）を変化させることによって平均値を変化させるもの
である。いま、スイッチング用トランジスタ４ａが導通
している状態から遮断するときには、トランジスタ４ａ
を流れる電流は急激に減少しようとするが、この電流変
化を防げる方向の電圧、トランジスタ４ａに対して順方
向となる電圧が配線のインダクタンスＬに発生する。こ
の電圧が前述のサージ電圧であり、このサージ電圧とコ
ンデンサ３ａの端子電圧との和がトランジスタ４ａの両
端に印加される。この電圧は抵抗器６ａを通してコンデ
ンサ７ａに充電され、この結果コンデンサ７ａにはトラ
ンジスタ４ａが導通していたときに配線のリアクトルＬ
に蓄えられていた電磁エネルギーが移動する。次に所定
の時間間隔の後にトランジスタ４ｂが導通し、その後に
遮断したときには上記と同様にしてコンデンサ７ｂにサ
ージ電圧が吸収される。さらに次にトランジスタ４ａが
再度導通したときには、先の遮断時に充電されていたコ
ンデンサ７ａの充電電荷が抵抗器６ａを通してトランジ
スタ７ａに放出される。この結果、配線のインダクタン
スＬの電磁エネルギーはコンデンサ７ａの静電エネルギ
ーとなり、さらに抵抗器６ａのジュール熱となって消費
される。

【０００４】スイッチング周波数を高くするためにはト
ランジスタ４ａ，４ｂの遮断速度を速くすることが必要
となり、このためにトランジスタの遮断時の電流変化率
（ｄｉ／ｄｔ）が大となり、これによって発生する配線
インダクタンスＬによるサージ電圧も大となる。このた
めにスナバ回路を構成するコンデンサ７ａ，７ｂも大き
な容量のものとして吸収電圧容量を大きくすることが必
要となる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来装置において
は、配線インダクタンスＬに蓄積された電磁エネルギー
は最終的にはスナバ回路の抵抗器６ａ，６ｂによってジ
ュール熱となって失なわれることになる。そして、イン
バータの動作周波数が高くなればなるほどスナバ回路の
コンデンサ容量を大きくしなければならず、かつスイッ
チングトランジスタのＯＮ−ＯＦＦの度毎にスナバ回路
は充放電を行うのでインバータの動作周波数が高くなる
ほど幾何級数的にスナバ回路によって消費されるエネル
ギーは大きくなり、大容量の抵抗器とコンデンサとを用
いることが必要となるばかりでなく、スイッチングによ
って発生する損失も増大し、変換効率の甚しい低下をも
たらすことになる。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明においては、上記
従来装置の課題を解決するために、抵抗器とコンデンサ
とからなるスナバ回路にかえて、サイリスタとコンデン
サおよびリアクトルからなる直列回路をスイッチングト
ランジスタに並列に接続して、トランジスタの遮断に先
立ってサイリスタを点弧させ、このサイリスタの点弧に
よって予め充電されていたコンデンサの充電電荷をトラ
ンジスタに対して逆極性に放電して、トランジスタを逆
バイアス状態とし、この逆バイアス状態においてトラン
ジスタのベース電流を遮断してスイッチングを完了させ
るものである。

【０００７】

【実施例】図２は、本発明の実施例を示す接続図であ
る。同図において、１４ａ，１４ｂはサイリスタであ
り、それぞれスイッチングトランジスタ４ａ，４ｂと同
極性に接続されている。１５はリアクトル、１６はコン
デンサであり、サイリスタ１４ａとリアクトル１５およ
びコンデンサ１６との直列回路がスイッチング用トラン
ジスタ４ａに並列に接続されている。サイリスタ１４ｂ
とリアクトル１５およびコンデンサ１６との直列回路が
スイッチング用トランジスタ４ｂと並列に接続されてい
る。１７はトランジスタ４ａ，４ｂおよびサイリスタ１
４ａ，１４ｂを導通遮断するための制御回路である。同
図のその他の部分は図１の従来装置と同機能の部分に同
符号を付して説明を省略する。

【０００８】同図の装置において、起動に先立って、ま
ずコンデンサ１６を予備充電する。この場合、起動がト
ランジスタ４ａの導通から行われるときにはトランジス
タ４ｂに並列に接続されているサイリスタ１４ｂを一時
導通させてコンデンサ１６を図示の極性に予備充電し、
起動がトランジスタ４ｂの導通から行われるときにはサ
イリスタ１４ａを一時導通させてコンデンサ１６を図示
と逆の極性に予備充電しておく。このためにはサイリス
タ１４ｂまたは１４ａを一度点弧させれば図示の極性の
予備充電が行われ、このときの充電電流はリアクトル１
５とコンデンサ１６とによって定まる振動電流となり充
電電流が零点を超えて逆転しようとしたときに自動的に
遮断する。

【０００９】図３に図２の実施例の動作を説明するため
の各部の電圧電流の変化を時間の経過に従って示す。図
３において（ａ）はトランジスタ４ａ，４ｂを導通制御
するための基準となるパルス幅制御信号（ＰＷＭ信
号）、（ｂ）はトランジスタ４ａのベース電流ｓ₁ 、
（ｃ）はトランジスタ４ｂのベース電流ｓ₂ 、（ｄ）は
サイリスタ１４ａに対するゲート信号ｓ₃ 、（ｅ）はサ
イリスタ１４ｂに対するゲート信号ｓ₄ 、（ｆ）はサイ
リスタ１４ａを流れる電流、（ｇ）はサイリスタ１４ｂ
を流れる電流、（ｈ）はコンデンサ１６の端子電圧、
（ｉ）はトランジスタ４ａのコレクタ電流、（ｊ）はト
ランジスタ４ｂのコレクタ電流、（ｋ）はダイオード５
ａを流れる電流、（ｌ）はダイオード５ｂを流れる電
流、（ｍ）は変圧器８の一次巻線を流れる電流の各変化
を示している。

【００１０】次に図３に従って図２の実施例の動作を説
明する。いま、サイリスタ１４ｂを一度点弧させて図示
の極性に予備充電してあるとする。この状態で図３の時
刻ｔ＝ｔ1 においてトランジスタ４ａにベース電流を供
給して導通させると、コンデンサ３ａの端子電圧によっ
てトランジスタ４ａから変圧器８の一次巻線に向う方向
の電流Ｉａが流れ始める。この状態で期間Ｔａが経過
し、時刻ｔ＝ｔ2 に至ると、極性反転動作が開始され
る。ｔ＝ｔ2 において、トランジスタ４ａに対するベー
ス電流を流したままでサイリスタ１４ａにゲート信号を
供給すると、サイリスタ１４ａはコンデンサ１６の充電
電圧が図示の極性であるので導通を開始する。このサイ
リスタを流れる電流はトランジスタ４ａが導通していて
負荷電流が流れているので、この電流をキャンセルし、
余分な電流がダイオード５ａを通して流れることにな
り、ダイオード５ａには流れる電流によって順方向電圧
降下が発生し、トランジスタ４ａを逆バイアスする。こ
れによってトランジスタ４ａはベース電流が供給されて
いるにもかかわらずそのコレクタ電流は急激する。一
方、変圧器８の一次電流はそのインダクタンスのために
急減できないのでコンデンサ１６の放電電流が一部分流
してこれを補うことになる。時刻ｔ＝ｔ2 より遅延時間
ｔｄの後にトランジスタ４ａに対するベース電流を遮断
する。このときサイリスタ１４ａを流れる電流は、コン
デンサ１６の静電容量とリアクトル１５のインダクタン
スや変圧器８のインダクタンスによって定まる周期の振
動電流波形となり、この電流が先にトランジスタ４ａに
流れていた電流Ｉｃよりも大となる期間中にトランジス
タ４ａのベース電流を遮断するように遅延時間ｔｄおよ
びコンデンサ１６、リアクトル１５の各定数を定めてお
くと、トランジスタ４ａはそのコレクタ電流が零の状態
で遮断される。変圧器８の一次電流はこのときサイリス
タ１４ａを流れる電流によって維持され、一方ダイオー
ド５ａを流れる電流はこの分流電流を差引いた電流とな
り、さらに時刻ｔ＝ｔ3 において振動電流が半周期の終
りで零になった時点で消滅する。このときコンデンサ１
６は振動電流により図示と逆の極性に充電される。

【００１１】所定の休止時間Ｔｓの後に時刻ｔ＝ｔ4 に
おいて次の半波のためのＰＷＭ信号がＴｂの長さで供給
されると、トランジスタ４ｂが導通し、先とは逆極性の
電流Ｉｂが変圧器８の一次巻線に流れる。さらに時間Ｔ
ｂが経過して時刻ｔ＝ｔ5 になるとＰＷＭ信号は消滅
し、これによってサイリスタ４ｂにゲート信号が供給さ
れて、サイリスタ４ｂは導通し、コンデンサ１６の充電
電荷が放電を開始し、ダイオード５ｂを通して放電電流
が流れる。この電流によりダイオード５ｂは順方向電圧
降下を生じてトランジスタ４ｂを逆バイアスする結果、
そのコレクタ電流を急速に零にする。このとき変圧器８
の一次巻線電流はトランジスタ４ｂのコレクタ電流が減
少した分だけサイリスタ１４ｂを流れる電流によって補
われてほぼもとの値に維持される。次に時刻ｔ＝ｔ5 よ
り時間ｔｄだけ遅延してトランジスタ４ｂに対するベー
ス電流が遮断されるとこの時点ではトランジスタのコレ
クタ電流は零であるので無負荷状態で遮断が行われる。
さらにこの後の時刻ｔ＝ｔ6において回路定数によって
定まるサイリスタの電流の半波の終了によって変圧器８
の一次電流は零となって逆極性の半波期間が終了し、こ
のときまでにコンデンサ１６は再び図示の極性にほぼ電
源電圧（コンデンサ３ｂの端子電圧）まで充電されてい
る。この後、休止時間Ｔｓを経て再びＰＷＭ信号が供給
されて正方向の期間の開始となり、以後上述の時刻ｔ＝
ｔ1 からｔ6 の動作をくりかえす。

【００１２】次にトランジスタ４ａ，４ｂおよびサイリ
スタ１４ａ，１４ｂのための制御回路１７の具体的な実
施例として図４を示す。図４において、１７１はＰＷＭ
発振回路であり、例えば出力設定値と出力検出値との差
の信号に応じたデューティで一定周波数のパルス列を出
力する公知のパルス幅制御回路である。１７２は、ＰＷ
Ｍ発振回路の出力を出力パルス毎にａ，ｂ各出力端子に
交互に振り分けて出力する分周回路、１７３ａおよび１
７３ｂは入力信号の立上りによって出力信号がハイレベ
ル（以後Ｈで示す）となり、入力信号の立下りから一定
時間Ｈ信号を維持するオフディレイタイマ回路、１７４
は押ボタンスイッチ等により指令される起動回路であ
り、溶接中Ｈ信号を出力する。

【００１３】１７５および１７６は入力信号の立上りか
ら一定時間遅れて出力信号がＨとなるオンディレイタイ
マ回路、１７７ａ，１７７ｂ，１７８ａおよび１７８ｂ
はそれぞれトランジスタ４ａ，４ｂおよびサイリスタ１
４ａ，１４ｂの駆動信号を与えるドライバ回路であり、
それぞれ入力信号がＨの期間中駆動信号を出力する。Ａ
ＮＤ１ａ，ＡＮＤ１ｂはアンド回路、ＩＮＶ１ａ，ＩＮ
Ｖ１ｂは入力信号のレベルを反転するインバータ回路、
ＭＭ１ａ，ＭＭ１ｂおよびＭＭ２は入力信号の立上り時
から一定時間Ｈ信号を出力するモノマルチバイブレー
タ、ＯＲ１はオア回路である。図５は図４の制御回路の
動作を説明するための線図であり、（ａ）は起動回路１
７４の出力、（ｂ）はモノマルチバイブレータＭＭ２の
出力、（ｃ）はオンデイレイタイマ回路１７５の出力、
（ｄ）はオンデイレイタイマ回路１７６の出力、（ｅ）
はＰＷＭ発振回路１７１の出力、（ｆ）は分周回路１７
２の一方の出力端子（ａ）の出力、（ｇ）は分周回路１
７２の他方の出力端子（ｂ）の出力、（ｈ）はアンド回
路ＡＮＤ１ａの出力、（ｉ）はアンド回路ＡＮＤ１ｂの
出力、（ｊ）はオフデイレイタイマ回路１７３ａ、即ち
駆動回路１７７ａの出力ｓ₁ 、（ｋ）はオフデイレイタ
イマ回路１７３ｂ、即ち駆動回路１７３ｂの出力ｓ₂ 、
（ｌ）はモノマルチバイブレータＭＭ１ａ、即ち駆動回
路１７８ａの出力ｓ₃ 、（ｍ）はモノマルチバイブレー
タＭＭ１ｂの出力、（ｎ）はオア回路ＯＲ１、即ち駆動
回路１７８ｂの出力ｓ₄ をそれぞれ時間の経過とともに
示してある。図４および図５において、オンデイレイタ
イマ回路１７５は図２のコンデンサ１６を起動に先立っ
て予備充電するための時間を設けるためのものであり、
ＰＷＭ発振回路の半周期程度の長さに設定すればよい。
またオンデイレイタイマ１７６はトランジスタ４ａ側の
起動を先とし、トランジスタ４ｂ側を後にするための時
限回路であり、この時間はＰＷＭ発振回路の１周期に等
しい時間に定める。またオフデイレイタイマ１７３ａお
よび１７３ｂはモノマルチバイブレータＭＭ１ａおよび
ＭＭ１ｂの出力によってサイリスタ１４ａ，１４ｂが点
弧してからリアクトル１５とコンデンサ１６とによって
定まる振動電流が最初のピーク値に達するまでの時間に
略相当する長さ程度に定めておく。

【００１４】図４において起動回路１７４の出力信号が
Ｈになると、この立上りによってモノマルチバイブレー
タＭＭ２が一定時間Ｈ信号を出力し、これによってサイ
リスタ１４ｂが点弧する。サイリスタ１４ｂが点弧する
と図２の実施例においてコンデンサ１６が直流電源２の
出力によって充電され、コンデンサ１６とリアクトル１
５およびその他の回路定数によって定まる振動周期によ
って充電電流が増加後、減少して零となり、反転しよう
とする時点でサイリスタ１４ｂは消弧する。この後にオ
ンデイレイタイマ回路１７５が時限を終了し、Ｈ信号を
アンド回路ＡＮＤ１ａおよびオンデイレイタイマ１７ｂ
に出力する。アンド回路ＡＮＤ１ａはこの出力の後に分
周回路１７２の（ａ）端子出力がＨになったときに出力
信号がＨとなり、このＨ信号出力によってオフデイレイ
タイマ回路１７３ａはＨ信号を出力し、トランジスタ４
ａを導通させる（図２の電流Ｉａの通電開始）。一方ア
ンド回路ＡＮＤ１ａのＨ出力によりインバータ回路ＩＮ
Ｖ１ａの出力はローレベル（以後Ｌと示す）となり、サ
イリスタ１４ａは遮断のままである。次に時間が経過し
て分周回路１７２の（ａ）端子出力がＬになるとアンド
回路ＡＮＤ１ａの出力はＬとなり、これによってインバ
ータ回路ＩＮＶ１ａの出力はＬからＨに反転し、モノマ
ルチバイブレータＭＭ１ａはこの入力信号の立上りによ
ってトリガーされて一定時間幅のＨ信号を出力する。サ
イリスタ１４ａはこのＨ信号によって点弧し、コンデン
サ１６の充電電荷をリアクトル１５、トランジスタ４ａ
（およびダイオード５ａ）を通して放電し、この放電電
流によってトランジスタ４ａが逆バイアスされる。一方
アンド回路ＡＮＤ１ａの出力がＬになってからオフデイ
レイタイマ回路１７３ａは設定時間の後にその出力はＬ
となり、トランジスタ４ａに対する駆動信号を遮断す
る。それ故、先に図２で説明したように、このオフデイ
レイタイマの時限終了をサイリスタ１４ａの点弧によっ
て流れるコンデンサ１６の放電電流によってトランジス
タ４ａが逆バイアスされる頃、即ちコンデンサ１６によ
って発生する振動電流の半周期の１／２（最初のピーク
時の頃）に一致させておけばトランジスタ４ａを確実に
無負荷状態で遮断するようにできる。

【００１５】この後に先のオンデイレイタイマ回路１７
５の時限終了からＰＷＭ発振回路の１周期分だけ遅れて
オンデイレイタイマ１７６が時限を終了してその出力が
Ｈに反転するとアンド回路ＡＮＤ１ｂは分周回路１７２
の（ｂ）端子出力がＨとなったときにＨ出力となり、ト
ランジスタ４ｂが導通する（図２の電流Ｉｂの通電開
始）。さらに分周回路１７２の（ｂ）端子出力がＬにな
るとインバータ回路ＩＮＶ１ｂの出力がＨに反転し、こ
のＨ出力によってモノマルチバイブレータＭＭ１ｂが一
定時間幅のＨ信号を出力し、サイリスタ１４ｂを点弧さ
せる。サイリスタ１４ｂが点弧するとコンデンサ１６の
充電電荷をトランジスタ４ｂ（ダイオード５ｂ）、リア
クトル１５を介して放電し、トランジスタ４ｂを逆バイ
アスする。この頃にオフデイレイタイマ１７３ｂの時限
が終了するように設定しておくとその時限終了によりト
ランジスタ４ｂは遮断される。さらに時間が経過して分
周回路１７２の（ａ）端子出力がＨになったときからト
ランジスタ４ａが導通し、分周回路１７２の（ａ）端子
出力がＬになった時にサイリスタ１４ａが点弧し、逆バ
イアスされてトランジスタ４ａのコレクタ電流が零にな
ってから駆動信号が消滅して遮断する。同様にトランジ
スタ４ｂも導通、遮断し、これらの動作を起動回路１７
４の出力が消滅するまでくりかえす。

【００１６】図２の装置においては、上記のようにスイ
ッチング用トランジスタ４ａ，４ｂはそのコレクタ電流
が零の状態になってから遮断するので、スイッチング用
トランジスタはその遮断時にスイッチング損失を発生し
ない。さらに変圧器に対する電流の各半波は回路の振動
電流が零点を通過する時点で終了するので、電流遮断時
には一切のサージ電圧は発生しない。また、電流遮断時
に充電されたコンデンサ１６の電荷は次の半波の出力時
の終了時にトランジスタ、ダイオードおよび負荷に放出
されるので、サージ電圧抑制のために設けた本発明の回
路はほとんど電力を消費しない。

【００１７】なお、図３および図５においては極性切替
の部分を詳細に説明するために時間Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｓに
比較して時間ｔｄや時刻ｔ2 からｔ3 （またはｔ5 から
ｔ6）までの長さを誇張して示してあるが、実際には時
間ｔｄはサイリスタ１４ａ，１４ｂの点弧にかかる時間
より若干長めであればよく、またｔ2 からｔ3 （ｔ5か
らｔ6 ）に至る時間はこの遅れ時間ｔｄにトランジスタ
４ａ，４ｂのコレクタ電流消滅時間を加えた時間以上で
あればよく、いずれもＴａ，Ｔｂ，Ｔｓに比較して十分
に短いもので十分である。例えばインバータ回路の動作
周波数が１０ＫＨｚのときは、（Ｔａ＋Ｔｓ）＝５０μ
ｓであり、これに対してサイリスタの点弧遅れ時間は、
５μｓ程度である。サイリスタが点弧するとトランジス
タのコレクタ電流は振動電流がもとのコレクタ電流Ｉｃ
を超えた時点で消滅しているのでこの振動電流がＩｃよ
り大きい期間中にトランジスタのベース電流を遮断すれ
ばよい。振動電流のピーク値をもとのコレクタ電流Ｉｃ
の２倍にしておくと振動電流がＩｃより大となるのは振
動電流の半周期の１／６の時点と５／６の時点とにな
る。したがって、半波周期の１／２の時点でベース電流
を切るとすると、振動電流の半波周期は６μｓ程度でよ
い。したがって、ｔｄは、５＋６／２＝８μｓとなる。
この場合、出力調整範囲は最小ではサイリスタの点弧遅
れ時間＋振動電流の半波周期＝５＋６＝１１μｓとなり
インバータ動作周期５０μｓの２２％から、最大インバ
ータ動作周期のほぼ１００％までとなり、出力調整範囲
としては十分である。

【００１８】図２および図３に示した実施例において
は、一方のトランジスタを遮断するに際してＰＷＭ信号
ＴａまたはＴｂの終了時に各トランジスタに並列に接続
された直列回路のサイリスタ１４ａまたは１４ｂを点弧
させ、これによってトランジスタに逆電圧が印加されて
コレクタ電流が零になると予想される時間遅れｔｄをあ
らかじめ定めた一定時間とし、この時間の後にトランジ
スタに対するベース電流を遮断したが、この時間は固定
とする必要はなく、サイリスタが導通しており、かつト
ランジスタに逆電圧が印加されたことを検出したときに
ベース電流を遮断するように制御回路を構成するとさら
に動作が確実となり、かつベース電流遮断までの時間に
余裕を取る必要がなくなって、より高周波のインバータ
回路に適用することが可能となる。

【００１９】図６はこのようにした制御回路の実施例を
示す接続図であり、図４に示した制御回路にトランジス
タ４ａ，４ｂの端子電圧を入力とし、順方向電圧時にＨ
信号、零または逆電圧時にＬ信号を出力する電圧検出回
路１７９ａ，１７９ｂとこの出力とオフデイレイタイマ
回路１７３ａ，１７３ｂの出力を入力とし、両入力信号
がＨのときのみトランジスタ４ａ，４ｂに駆動信号を出
力するアンド回路ＡＮＤ２ａ，ＡＮＤ２ｂを設けたもの
である。その動作は図４の制御回路とほとんど同じであ
るが、トランジスタ４ａ，４ｂに対する駆動信号は自身
が逆バイアスされたときに遮断される点のみが異なる。

【００２０】図７は本発明の別の実施例を示す接続図で
ある。同図の装置は図２の実施例をフルブリッジ式イン
バータ回路に変更したものであり、インバータ回路をト
ランジスタ４ａないし４ｄからなるブリッジ式インバー
タ回路とし、トランジスタ４ａに対してサイリスタ１４
ａ、リアクトル１５ａおよびコンデンサ１６ａからなる
直列回路を、トランジスタ４ｂに対してサイリスタ１４
ｂ、リアクトル１５ａおよびコンデンサ１６ａからなる
直列回路を、トランジスタ４ｃに対してサイリスタ１４
ｃ、リアクトル１５ｂおよびコンデンサ１６ｂからなる
直列回路を、トランジスタ４ｄに対してサイリスタ１４
ｄ、リアクトル１５ｂおよびコンデンサ１６ｂからなる
直列回路をそれぞれ接続したものである。また制御回路
１７は図２に示した実施例と異なるところはなく、トラ
ンジスタ４ａと４ｄ、トランジスタ４ｂと４ｃとをそれ
ぞれ同時にＯＮ−ＯＦＦ制御し、またサイリスタ１４ａ
と１４ｄ、サイリスタ１４ｂと１４ｃとを同時に点弧さ
せるように図示の通り出力が接続されており、その内容
は図２の実施例の制御回路１７と全く同様であり、図４
または図６の制御回路が用いられる。同図の場合、起動
に先立ってサイリスタ１４ｂと１４ｃとを一旦導通させ
てコンデンサ１６ａ，１６ｂを図示の極性に予備充電
し、次にトランジスタ４ａ，４ｄの導通からインバータ
の動作を開始すればよい。

【００２１】なお、図７の実施例においてはトランジス
タ４ａないし４ｄには並列ダイオードは接続していな
い。この場合トランジスタ４ａと４ｄあるいはトランジ
スタ４ｂと４ｃは次のようにサイリスタ１４ａ、リアク
トル１５ａ、コンデンサ１６ａまたはサイリスタ１４
ｄ、リアクトル１５ｂ、コンデンサ１６ｂあるいはサイ
リスタ１４ｂ、リアクトル１５ａ、コンデンサ１６ｂま
たはサイリスタ１４ｄ、リアクトル１５ｂ、コンデンサ
１６ｂの直列回路によって直接逆バイアスされる。

【００２２】いま、トランジスタ４ａと４ｄが導通して
いて、電流Ｉ_L が流れており、コンデンサ１６ａと１６
ｂは同じ量の電荷で各々図で右側が＋、左側が−に充電
されているとする。このときサイリスタ１４ａと１４ｄ
が同時にトリガーされるとする。コンデンサ１６ａの電
荷はコンデンサ１６ａ−リアクトル１５ａ−トランジス
タ４ａ−サイリスタ１４ａ−コンデンサ１６ａの回路で
振動電流となる。この振動電流はトランジスタ４ａを逆
向きに流れるが、トランジスタ４ａを正向きに大きさＩ
_L の電流が流れているので、この振動電流は、Ｉ_L より
小さい間中続く。一方コンデンサ１６ｂの電荷はサイリ
スタ１４ｄ−トランジスタ４ｄ−リアクトル１５ｂ−コ
ンデンサ１６ｂの回路で振動電流となる。この振動電流
はトランジスタ４ｄを逆向きに流れるが、トランジスタ
４ｄを正向きに大きさＩ_L の電流が流れているので、こ
の振動電流は、Ｉ_L より小さい間中続く。上記２つの振
動回路の定数を等しくしておくと、サイリスタ１４ａの
導通による振動電流が電流Ｉ_L に等しくなる瞬間とサイ
リスタ１４ｄの導通による振動電流がＩ_L に等しくなる
瞬間とは同じ時刻となる。

【００２３】この時以後はサイリスタ１４ａ−コンデン
サ１６ａ−リアクトル１５ａ−変圧器８の一次巻線−リ
アクトル１５ｂ−コンデンサ１６ｂ−サイリスタ１４ｄ
−コンデンサ３−サイリスタ１４ａの回路をＩ_L なる電
流が流れる。この電流Ｉ_L は変圧器８のインダクタンス
により略一定に保たれるでリアクトル１５ａおよびリア
クトル１５ｂの電圧は零となり、コンデンサ１６ａの電
圧はサイリスタ１４ａとリアクトル１５ａを通してトラ
ンジスタ４ａに、コンデンサ１６ｂの電圧はサイリスタ
１４ｄとリアクトル１５ｂを通してトランジスタ４ｄに
逆バイアスとしてかかる。したがってトランジスタ４ａ
と４ｂとに対するベース電流は、この時点で遮断すれば
よい。上記の回路は整流回路２の出力電圧がコンデンサ
１６ａと１６ｂとに図示の逆（右側が−、左側が＋）に
充電されたのち、即ちリアクトル１５ａと１５ｂとの電
磁エネルギーがコンデンサ１６ａと１６ｂとに移行した
時点で終了する。

【００２４】図８はさらに本発明の別の実施例を示す接
続図である。同図においては図２の装置のリアクトル１
５に補助巻線１５ｓを設け、この補助巻線１５ｓの出力
をそれぞれダイオード２１ａ、２１ｂによって半波整流
し、コンデンサ３ａ，３ｂに同極性で接続して、コンデ
ンサ１６を流れる電流の一部を直流電源側に回生する構
造としたものである。また２０は変圧器８の出力側に設
けられた負荷回路であり、図２の装置におけるダイオー
ド９ａ，９ｂ，１０、直流リアクトル１１、電極１２お
よび被加工物１３に相当する。なお、同図においては制
御回路は図２の装置と全く同じものが用いられるので図
示は省略してある。またリアクトル１５に流れる電流を
電源側へ回生する手段としては図８のようにコンデンサ
３ａと３ｂとにそれぞれ回生する以外にコンデンサ３ａ
と３ｂとの直列回路の両端間にリアクトル１５の補助巻
線１５ｓの出力を両波整流して供給してもよく、また補
助巻線を２組設けて各半波毎に独立した整流回路を設け
て、各コンデンサ３ａ，３ｂに、または両コンデンサの
両端間に供給してもよい。これらの場合、各接続方法に
応じてリアクトル１５の補助巻線と一次巻線との巻数比
を決定すべきであるのはいうまでもない。

【００２５】図９は、本発明の別の実施例を示す接続図
であり、同図の場合はインバータを構成するスイッチン
グ用トランジスタの耐圧が不足し、複数個のトランジス
タ４ａ１ないし４ａ３，４ｂ１ないし４ｂ３を直列にし
て各１群として用いており、これらの各直列トランジス
タの群の両端間にサイリスタとリアクトルおよびコンデ
ンサからなる直列回路をそれぞれ接続している。またト
ランジスタに対する逆電圧防止用ダイオードは１個と
し、各直列トランジスタ群の両端間に逆並列に接続して
ある。なお、図９の装置の動作は図２と同様である。

【００２６】図１０は本発明のさらに別の実施例を示し
た接続図である。同図においてＳＷ１ないしＳＷ９は商
用交流電源１の電圧が２００Ｖと４００Ｖまたは２３０
Ｖと４６０Ｖのように略１：２の比率となる２系統の電
源に適用するときに入力電源電圧に応じて切替えるため
の切替スイッチであり、同図のその他の部分は図２ない
し図９の各実施例に示したものと同機能のものに同符号
を付してある。

【００２７】同図において切替スイッチＳＷ１ないしＳ
Ｗ９が図示のように４６０Ｖ側（高電圧入力側）にある
ときは、サイリスタ１４ａ，１４ｂ、リアクトル１５
ａ、コンデンサ１６ａは回路から切離され、かつトラン
ジスタ４ａと４ｂおよび４ｃと４ｄとがそれぞれ直列に
接続されて２個の直列トランジスタがさらに切替スイッ
チＳＷ４およびＳＷ５で直列にされてこれらとコンデン
サ３ａと３ｂとが切替スイッチＳＷ１によってハーフブ
リッジ形のインバータ回路が構成される。この場合トラ
ンジスタ４ａと４ｂとの直列回路にはサイリスタ１４ｃ
とリアクトル１５ｂおよびコンデンサ１６ｂとからなる
直列回路が並列に接続され、トランジスタ４ｃと４ｄと
の直列回路にはサイリスタ１４ｄとリアクトル１５ｂお
よびコンデンサ１６ｂとからなる直列回路が並列に接続
されて、先の図９に示した実施例と同様の回路構成とな
る。

【００２８】一方、切替スイッチＳＷ１ないしＳＷ９が
図示と逆の２３０Ｖ側（低電圧入力側）にあるときは、
トランジスタ４ａないし４ｄはフルブリッジ形インバー
タを構成し、トランジスタ４ａにはサイリスタ１４ａ、
リアクトル１５ａおよびコンデンサ１６ａからなる直列
回路が、トランジスタ４ｂにはサイリスタ１４ｂ、リア
クトル１５ａおよびコンデンサ１６ａからなる直列回路
が、トランジスタ４ｃにはサイリスタ１４ｃ、リアクト
ル１５ｂおよびコンデンサ１６ｂからなる直列回路が、
トランジスタ４ｄにはサイリスタ１４ｄ、リアクトル１
５ｂおよびコンデンサ１６ｂからなる直列回路がそれぞ
れ接続されることになり、先の図７に示した実施例と同
様の回路になる。図１０の実施例においては、交流電源
が４６０Ｖのときには整流回路２の出力がコンデンサ３
ａ，３ｂによって２等分されてハーフブリッジ形インバ
ータに供給され、交流電源が２３０Ｖのときには整流回
路２の出力がそのままフルブリッジ形インバータに供給
されるので交流電源からの入力電圧にかかわらず変圧器
８には略等しい電圧が供給されることになる。いずれの
場合もスイッチング用トランジスタには、そのベース電
流の遮断に先立って並列にされたサイリスタとリアクト
ルおよびコンデンサからなる直列回路によって逆電圧が
供給されてそのコレクタ電流が零にまで低下し、その後
にリアクトルとコンデンサとからなる直列回路の振動電
流が零になって一方の極性の期間が終了するので、トラ
ンジスタは無負荷状態で遮断することになって遮断時の
スイッチング損失が発生せず、かつ出力電流の遮断時に
もサージ電圧は発生しない。

【００２９】なお、図１０の実施例において、２３０Ｖ
（低電圧入力）時に発生するサージ電圧が各トランジス
タの耐電圧よりも十分に低いときにはサイリスタ１４ａ
ないし１４ｄとリアクトル１５ａ，１５ｂ、コンデンサ
１６ａ，１６ｂからなる直列回路を両方とも切離すよう
にしてもよい。この場合はサイリスタ１４ａ，１４ｂ、
リアクトル１５ａ、コンデンサ１６ａは４６０Ｖ（高電
圧入力）時にも不要であるので削除することになる。

【００３０】さらに、上記図７、図９、図１０の各実施
例においてもリアクトル１５または１５ａ，１５ｂにそ
れぞれ補助巻線を追加し、この補助巻線の出力を整流し
て整流回路２の出力側に設けられたコンデンサ３または
３ａ，３ｂに帰還して、これらのリアクトルの余剰エネ
ルギーを電源部に回生する方式（図８の方式）とするこ
とができるのはもちろんである。

【００３１】

【発明の効果】本発明においては、インバータを構成す
るスイッチング用トランジスタに並列にサイリスタとリ
アクトルおよびコンデンサからなる直列回路を設けて、
トランジスタの遮断に先立ってサイリスタを導通させて
予め充電しておいたコンデンサの充電電荷によって逆電
圧を供給し、これによってトランジスタのコレクタ電流
を零とし、ついでトランジスタに対するベース電流の供
給を停止し、出力電流はコンデンサから放電される振動
電流の極性が反転しようとする位相で零となるようにし
たので、 （ａ）スイッチング用トランジスタは無負荷状態で遮断
することになるのでスイッチング損失が発生しない。 （ｂ）出力電流はスイッチング用トランジスタが遮断後
に回路の振動電流が零点を通ることによって切れるので
サージ電圧は発生しない。 （ｃ）逆電圧供給のための電圧は、先の半波における振
動電流によって逆方向に充電されたコンデンサによって
供給され、この充電電荷は次の半波においてその一部が
負荷に供給されるので、サージ電圧抑制のための電力損
失は発生しない。など多くの効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の装置の例を示す接続図

【図２】本発明の装置の実施例を示す接続図

【図３】図２の装置の動作を説明するための線図

【図４】図２の装置の制御回路１７の例を示す接続図

【図５】図４の制御回路の動作を説明するための線図

【図６】図２の装置の制御回路１７の別の例を示す接続
図

【図７】ないし

【図１０】本発明の別の実施例を示す接続図

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ 整流回路 ３，３ａ，３ｂ，１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ
コンデンサ ４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ トランジスタ ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ ダイオード ８ 変圧器 １２ 電極 １３ 被加工物 １４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄ サイリスタ １５，１５ａ，１５ｂ リアクトル １７ 制御回路 ２０ 負荷回路 ＳＷ１ないしＳＷ９ 切替スイッチ １７１ ＰＷＭ発振回路 １７２ 分周回路 １７３ａ，１７３ｂ オフデイレイタイマ １７４ 起動回路 １７５，１７６ オンデイレイタイマ １７７ａ，１７７ｂ，１７８ａ，１７８ｂ 駆動回路 １７９ａ，１７９ｂ 電圧検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−249673（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−1271（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−7479（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−20770（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) B23K 9/073

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電源を整流して直流とする整流
   回路と前記整流回路の出力を正および負の各半波期間を
   それぞれ負担する２組のスイッチング用トランジスタを
   交互にＯＮ−ＯＦＦ制御して高周波交流に変換するイン
   バータ回路と前記インバータ回路の出力をアーク加工に
   適した出力に変換する出力変換回路とを備えたアーク加
   工用電源装置において、前記インバータ回路の一方の半
   波を負担する各スイッチング用トランジスタにそれぞれ
   並列にサイリスタとリアクトルとコンデンサとによって
   構成した直列回路を接続し、前記各リアクトルと前記各
   コンデンサとを共用し前記インバータ回路の他方の半波
   を負担する各スイッチング用トランジスタにそれぞれ並
   列にサイリスタと前記リアクトルと前記コンデンサとに
   よって構成した直列回路を接続し、前記一方の半波を負
   担する各スイッチング用トランジスタに並列に接続され
   た直列回路のサイリスタを起動に先だって一時導通させ
   て前記コンデンサを充電する予備充電回路と前記予備充
   電時の半波と逆の半波を負担する前記各スイッチング用
   トランジスタから導通を開始し以後所定の順序で各半波
   を負担するスイッチング用トランジスタを交互に導通さ
   せるためのベース電流を供給するとともに前記ベース電
   流の遮断に先立って導通中のスイッチング用トランジス
   タに並列に接続された前記各直列回路のサイリスタに点
   弧信号を供給する回路と前記サイリスタの点弧と同時に
   起動し所定の時間の後に前記ベース電流を遮断する時限
   回路とからなるスイッチング制御回路とを備えたアーク
   加工用電源装置。
2. 【請求項２】 商用交流電源を整流して直流とする整流
   回路と前記整流回路の出力を正および負の各半波期間を
   それぞれ負担する２組のスイッチング用トランジスタを
   交互にＯＮ−ＯＦＦ制御して高周波交流に変換するイン
   バータ回路と、前記インバータ回路の出力をアーク加工
   に適した出力に変換する出力変換回路とを備えたアーク
   加工用電源装置において、前記インバータ回路の一方の
   半波を負担する各スイッチング用トランジスタにそれぞ
   れ並列にサイリスタとリアクトルとコンデンサとによっ
   て構成した直列回路を接続し、前記各リアクトルと前記
   各コンデンサとを共用し前記インバータ回路の他方の半
   波を負担する各スイッチング用トランジスタにそれぞれ
   並列にサイリスタと前記リアクトルと前記コンデ ンサと
   によって構成した直列回路を接続し、前記一方の半波を
   負担する各スイッチング用トランジスタに並列に接続さ
   れた直列回路のサイリスタを起動に先だって一時導通さ
   せて前記コンデンサを充電する予備充電回路と前記予備
   充電時の半波と逆の半波を負担する前記各スイッチング
   用トランジスタから導通を開始し以後所定の順序で各半
   波を負担するスイッチング用トランジスタを交互に導通
   させるためのベース電流を供給するとともに前記ベース
   電流の遮断に先立って導通中のスイッチング用トランジ
   スタに並列に接続された前記各直列回路のサイリスタに
   点弧信号を供給する回路と前記サイリスタの導通と前記
   スイッチング用トランジスタに逆方向電圧が印加された
   こととを検出する検出回路と前記検出回路の出力によっ
   て前記ベース電流を遮断する回路とからなるスイッチン
   グ制御回路とを備えたアーク加工用電源装置。
3. 【請求項３】 前記リアクトルは、補助巻線を有し、前
   記補助巻線の出力を整流して電源側に回生する整流回路
   を設けた請求項１または２に記載のアーク加工用電源装
   置。
4. 【請求項４】 前記インバータ回路を構成する各スイッ
   チング用トランジスタはそれぞれ複数個が直列に接続さ
   れたトランジスタ群からなり、前記各直列回路は前記複
   数個が直列接続されたトランジスタ群の両端間に並列に
   接続された請求項１ないし３のいずれかに記載のアーク
   加工用電源装置。