JP2803216B2

JP2803216B2 - アーク溶接用電源装置

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Publication number: JP2803216B2
Application number: JP23775389A
Authority: JP
Inventors: 晃新田
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 1989-09-13
Filing date: 1989-09-13
Publication date: 1998-09-24
Anticipated expiration: 2013-09-24
Also published as: JPH0399777A

Description

【発明の詳細な説明】＜産業上の利用分野＞本発明は、直流電源の出力をスイッチング素子により
断続して調整しアーク負荷に供給するアーク溶接用電源
装置に関するものであり、特に低電流と高電流とを周期
的にくりかえして溶接部に供給するパルスアーク溶接お
よび短絡とアーク発生とをくりかえす短絡移行式アーク
溶接に適した電源装置に関するものである。

＜従来の技術＞上記のような目的のためのアーク溶接用電源装置とし
ては溶接性能をより向上させるために出力電流を高速で
制御する必要がある。この目的を達成するために最近直
流電源をスイッチング素子によってON−OFF制御し、に
変換した後に変圧器を介して整流したり、高速スイッチ
ングによりチョッパ制御するものが提案されている。

第６図はこれらの一種であるフォワードコンバータ方
式の従来の装置の例を示す接続図である。同図において
101は直流電源であり、通常は商用交流電源を整流して
直流出力側にコンデンサを並列接続して平滑している。
102a、102bは変圧器の１次巻線103pと直列に接続された
スイッチング用トランジスタであり、104a、104bはこの
スイッチングトランジスタ102aまたは102bと変圧器の１
次巻線103pとの各直列回路に並列に接続されたダイオー
ドであり、その極性は図示のように各トランジスタ102
a、102bの導通方向とは逆の極性に定められている。103
は変圧器であり、前述の１次巻線103pおよび２次巻線10
3sを有しており、トランジスタ102a、102bのON−OFFの
周波数に適した特性のものである。105は出力整流用ダ
イオード、106はトランジスタ102a、102bがOFFとなった
ときに出力電流を持続し平滑するための還流用ダイオー
ド、107は還流用ダイオード106とともに出力平滑回路を
構成する直流リアクトルである。108は図示しない送給
機構によって送給される消耗性の電極、109は被溶接物
であり、110は溶接アークを示す。また111は出力電流の
基準信号Irを出力する基準信号設定回路であり、112は
基準信号設定回路111の出力Irと溶接電流検出回路113の
出力Iaとを比較し差信号によって定まる時間幅でトラン
ジスタ102a、102bを所定の周波数でON−OFF制御して所
望の出力を得るための制御回路であり、公知のPWM（パ
ルス幅）変調回路が使用される。

同図の装置において、制御回路112から所定のデュー
テイのパルス列がトランジスタ102a、102bに供給される
と各トランジスタはその都度導通し、直流電源101から
変圧器103の１次巻線103pに電流が流れる。変圧器103の
１次・２次巻線の極性を図中・印のようにしておくと１
次巻線103pに流れる電流によってダイオード105、直流
リアクトル107、電極108、被溶接物109、変圧器103の２
次巻線103sの順路で電流が流れて次第に増加してゆくと
ともにリアクトル107には電磁エネルギーが蓄えられて
ゆく。トランジスタ102a、102bが遮断するとリアクトル
107に蓄えられていた電磁エネルギーは還流ダイオード1
06を通して電極108および被溶接物109に供給されて溶接
電流が継続する。このとき変圧器103の１次巻線103pに
は先と同方向の減衰する電流がダイオード104a、直流電
源101、ダイオード104b、１次巻線103pの順路で流れて
先のトランジスタ導通期間中に変圧器103の鉄心に発生
した磁束をリセットする。このように動作する第６図の
従来装置は、トランジスタ102a,102b,変圧器103,ダイオ
ード104a,104b,105,106からなるフォワードコンバータ
によって構成されたDC/DC変換回路であり、トランジス
タの動作周波数を高くすることによって、出力の制御を
きめ細かく高速に行わんとするものである。

＜発明が解決しようとする課題＞上記の従来装置を消耗性電極を用いたアーク溶接に用
いるときには次のような問題点がある。

即ち、高電流出力の状態から低電流出力に移行さすべ
く基準信号Irを低い値に変化させると、Ia＞Irとなって
トランジスタ102a、102bは完全に遮断されることになる
が、これまでにリアクトル107に蓄えられていた電磁エ
ネルギーによって還流用ダイオード106を通して出力電
流Iaはほぼもとの電流値と同じ値の電流が流れ続ける。
この電流はリアクトル107のインダクタンスと電極108、
アーク110、被熔接物109からなるアーク負荷とによって
定まる時定数に従って次第に減少してゆくことになる。
出力電流の変化を高速にするにはこの電流の立下り時間
を短かくする必要があるが、このためには直流リアクト
ル107のインダクタンスを小さくしなければならない。
しかし、直流リアクトルのインダクタンスを小さくする
と出力平滑のための時定数も短かくなるので平滑な出力
を得るためには、DC/DC変換回路の動作周波数を高く設
定しなければならず、このためにスイッチング損失が増
加して効率の低下を招き、また高速スイッチング用のト
ランジスタを用意することが必要になるなどコスト高と
なる。さらにリアクトル107のインダクタンスを小さく
すると負荷短絡が発生したときの出力電流の増加率が大
きくなって過電流保護が難しくなり、大容量の素子を採
用せざるを得なくなるなどの問題がある。

さらに、消耗性電極を用いるアーク溶接においては、
溶接のスタート時および溶接中において電極と被溶接物
とが短絡することがある。このとき短絡部は電源からの
出力電流により加熱溶融されるとともに供給される電流
によるピンチ力によって細く絞られ、ついには短絡部が
破断し、アークに移行する。この短絡現象は、消耗性電
極を用いてかつ高電流と低電流とを交互にくりかえして
供給するパルスアーク溶接においては、頻繁に発生する
ものであり、特に高速溶接時においてアンダーカットや
ハンピングビードのような溶接欠陥を防止せんとして比
較的低い溶接電圧と溶接電流とを用いて行う短絡移行式
パルスアーク溶接とよばれる溶接法を実施するときには
高頻度で発生する。この短絡移行式アーク溶接法は、ア
ークの発生中に消耗電極の先端に次第に溶滴が成長し、
これがついには被溶接物に接触・短絡する。このとき溶
融金属の表面張力によって溶滴の大部分が被溶接物側に
移行するが、残りは溶接電流によるピンチ効果によって
溶滴が強く絞られる結果、短絡部が切断されてアークが
再生される工程をくりかえすものである。このような短
絡移行式アーク溶接に高電流と低電流とを交互にくりか
えして供給するパルスアーク溶接用電源を用いるときに
は、消耗電極および被溶接物の溶融は主として高電流時
に発生するアークによって行なわれ、溶滴が被溶接物に
短絡するほど充分に成長した頃に低電流に切りかえるよ
うに溶接条件が選定されることが多い。そしてこのよう
にして発生した短絡は溶滴の表面張力による移行と溶接
電流のピンチ力によって破断されてアークが再生するこ
とになるが、この短絡からアーク再生に至る間に大きな
電流が流れると短絡した溶融金属が吹き飛ばされてスパ
ッタとなる。

これに対して、高電流期間は基準信号Irの継続期間の
設定によって任意に変更できるが、基準信号IrをIpから
Ibに切りかえて後に高電流から低電流期間に至る漸減時
間は出力回路のインダクタンスに依存するものであるの
で設定によって調整できない装置に固有のものとなる。
それ故、短絡移行式のパルスアーク溶接においてもこの
電流減衰時間を短かくすることが要求される。

＜課題を解決するための手段＞本発明は、スイッチング素子を用いて直流電源の出力
を所望のアーク溶接用電力に変換するDC/DC変換回路を
有するアーク溶接用電源装置において、出力回路の直流
インダクタンスに蓄積された電磁エネルギーを出力電流
指令の低下時に一旦コンデンサに吸収した後に直流電源
側に回生することによって電流の減少速度を可及的に高
速としたものである。

＜作用＞本発明においては、出力電流の立下るべき時に、それ
以前に直流リアクトルに蓄えられていた電磁エネルギー
を強制的に他に移転させるので、特別に高速の素子や大
容量の素子を用いることなく、またアーク溶接に適した
電流の立上り時定数を保ちながら電流の立下りを急速に
することができるので、スパッタの発生を極力低減する
ことができるものである。

＜実施例＞第１図は、本発明を２石式フォワードコンバータを用
いたDC/DC変換回路に適用したときの例を示す接続図で
ある。同図において１は交流電力源であり、通常は三相
または単相の商用交流電源である。２は交流電力源１を
整流して直流電力を得る整流回路であり、交流電力源１
に対応した公知の回路方式のものが用いられる。３は整
流回路２の出力を平滑するとともに後述する本発明の動
作によって回生される電力を蓄えるためのコンデンサで
あり、整流回路２に含まれる場合は省略できる。この交
流電力源１、整流回路２およびコンデンサ３は直流電源
を構成している。この直流電源としては図示のものの他
に直流発電機や蓄電池等の電力源を用いることができ
る。4a、4bはスイッチング用トランジスタ、5a、5bはダ
イオード、７は変圧器であり１次巻線7pおよび２次巻線
7sを有する。ここでダイオード5aは図示のようにトラン
ジスタ4aと１次巻線7pとの直列回路に並列に逆極性で接
続され、ダイオード5bは同様にトランジスタ4bと１次巻
線7pとの直列回路に並列に接続されており、トランジス
タ4a、4b、ダイオード5a、5b、変圧器７はフォワードコ
ンバータを構成しており、その動作は第６図に示した従
来装置と同様である。6a、6bはトランジスタ4a、4bの逆
電圧保護用ダイオード、８は変圧器７の２次巻線7sの出
力を整流するためのダイオード、９はトランジスタ4a、
4bがOFFとなる期間において直流リアクトル10の蓄積エ
ネルギーを放出して出力電流を持続させるための還流ダ
イオード（フライホイールダイオード）である。10は直
流リアクトルであり還流回路を構成しているダイオード
９とともに出力電流の平滑回路を構成している。11は直
流リアクトル10に磁気結合された２次巻線であり、12は
サイリスタのような単方向性のスイッチング素子、13は
スイッチング素子12に直列にして２次巻線11に接続され
たコンデンサである。14はコンデンサ13の端子電圧を昇
圧し直流電源に回生するためのDC/DCコンバータであ
る。15はDCD/DCコンバータの出力側に設けられた逆阻止
用ダイオードである。16は分流器や直流交流器などを利
用した溶接電流（出力電流）検出器であり、溶接電流Ia
に対応した電圧を出力する。17は溶接電流を設定するた
めの基準信号設定回路、18は比較器であり基準信号設定
回路17の出力s₁と出力電流検出器16の出力s₂とを比較し
誤差信号Δｖ（＝s₁−s₂）を出力する。19は誤差信号Δ
ｖを入力とし入力信号に応じたパルス幅の駆動信号s₃を
出力するPWM変調回路であり、この信号s₃によってトラ
ンジスタ4a、4bがON−OFF制御される。20は誤差信号Δ
ｖと接地電位とを比較しΔｖ＜０の期間はハイレベル信
号を出力する比較器であり、出力電流が過剰で立下るべ
き期間を検出する。この比較器20の出力はスイッチング
素子12に供給されてこれを導通させる。21は図示を省略
した送給機構によって自動送給される消耗性電極,22は
被溶接物,23は溶接アークである。

第１図の実施例の動作を第２図の線図とともに説明す
る。第２図において、（ａ）は基準信号s₁、（ｂ）は出
力電流Ia即ち検出器16の出力s₂、（ｃ）は誤差信号Δ
ｖ、（ｄ）は比較器20の出力s₄、（ｅ）はPWM変調回路1
9の出力s₃をそれぞれ示している。第２図（ａ）に示す
ように基準信号s₁が時刻ｔ＝t₁に低い値のI_lから高い値
のIhに変更されたとすると、それまで平衡状態であった
ためにわずかの値Δvoであった誤差信号ΔｖはΔｖ≒Ih
−I_lにまで急変し、これによってPWM変調回路19は最大
幅に近いパルス幅の駆動信号s₃を出力し、これによって
トランジスタ4a,4bの導通時間率が急増して変圧器７の
出力電圧の平均値が増加する。この出力電圧の急増によ
って出力電流は直流リアクトル10およびアーク負荷等の
出力回路の時定数に従って漸増してゆく。このとき比較
器20は入力信号Δｖがs₁＞s₂のために正（Δｖ＞０）で
あるので出力信号s₄はローレベルのままであり、したが
ってスイッチング素子12は遮断状態にあり、直流リアク
トル10はその２次巻線が存在しないときと同じリアクタ
ンスを呈する。出力電流が増加するに従って誤差信号Δ
ｖは減少し、Io≒Irに達すると誤差信号ΔｖはPWM変調
回路19を含むフィードバック回路の増幅率によって定ま
る小さな正の値Δvoになって平衡状態となる。次に時刻
ｔ＝t₂において基準信号s1がIhからIlに戻ると誤差信号
Δｖ＝s₁−s₂は負となり、これによってPWM変調回路19
は出力パルス幅が零となってトランジスタ4a,4bを完全
遮断状態に保つことになる。この結果、変圧器７の出力
電圧は零になるが、期間t₁からt₂の間に直流リアクトル
10に蓄えられていた電磁エネルギーによって電流はダイ
オード９を通って流れ続けることになる。しかし、この
とき誤差信号Δｖは負であるので比較器20はハイレベル
信号を出力し、スイッチング素子12を導通させる。また
リアクトル10に結合された２次巻線11には電流Ioが減少
する方向に変化するためにこれを妨げる方向の電圧が発
生し、直流リアクトル10と２次巻線11の各極性を図示の
・印のように決定しておけば、図示の極性のスイッチン
グ素子が導通することによって、リアクトル10の蓄積エ
ネルギーが磁気結合を介して２次巻線11に移行し、これ
がコンデンサ13に蓄えられることになる。このためリア
クトル10の蓄積エネルギーは急速にコンデンサ13に移行
し、この結果溶接回路に流れる電流Ioは急激に減少する
ことになる。出力電流Ioが減少してIo≒Ilとなると、s1
≒s2となって誤差信号Δｖ≧０となって平衡する。この
とき信号s4はローレベルとなり、スイッチング素子12は
コンデンサ13の充電電圧によって逆バイアスされて遮断
する。一方、コンデンサ13に充電されたエネルギーはDC
/DCコンバータ14にて昇圧されてコンデンサ3,即ち直流
電源に回生される。

なお、コンデンサ13の充電エネルギーは、出力電流が
低下して安定した後に抵抗器等を通して放電させてもよ
いが、上記実施例のように直流電源に回生する方が電力
効率を高めることができるので有利である。

第３図に本発明を高電流と低電流とを交互にくりかえ
し供給するパルスアーク溶接用電源装置に適用したとき
の実施例を示す。同図において１ないし23は第１図の実
施例と同機能のものに同符号を付してある。このうち直
流リアクトル10と２次巻線11とは単巻変圧器を構成して
おり、共通の巻線24の一部によって構成している。25は
低電流時の溶接電流を設定するための第１の基準信号設
定回路、26は高電流時の溶接電流を設定するための第２
の基準信号設定回路、27は高電流と低電流とのくりかえ
し周波数を設定するための鋸歯状波または三角波spを発
生する発振回路、28は高電流期間と低電流期間との割合
を定めるための時間比率設定回路であり直流電圧vpを出
力する。29は比較器であり、発振回路27の出力spと時間
比率設定回路28の出力vpとを比較し、sp＜vpの期間は高
電流期間Tpとし残りの期間は低電流期間Tbとして出力す
る。この発振回路27、時間比率設定回路28、比較器29は
パルス幅制御回路であり高低各電流期間を定める時間設
定回路を構成している。この時間設定回路としては図示
のものの他にマルチバイブレータのパルス幅を可変にし
たものでもよいのはもちろんである。30は第１および第
２の基準信号設定回路25,26の各出力信号Ib,Ipと比較器
29の出力信号とを入力とし、期間Tb中はIbを、また期間
Tp中はIpを出力する信号合成回路であり、例えば信号Ip
を比較器29の出力信号のハイレベル時（Tp時）に導通さ
せるアナログスイッチと、信号Ibを比較器29の出力信号
のローレベル時（Tb時）に導通させるアナログスイッチ
と、両アナログスイッチの出力を加算して出力信号s₁と
する加算器とによって構成することができる。

第３図の実施例の動作を第４図の線図にて説明する。
第４図（ａ），（ｂ）に示すように時間比率設定回路28
の設定値vpに応じて、vp＞spの期間は比較器29の出力は
ハイレベル信号（Tp期間）となり、vp＜spの期間はロー
レベル信号（Tb期間）となる。この比較器29の出力によ
って信号合成回路30は入力信号のIpまたはIbを切替えて
基準信号s₁として比較器18に供給する。比較器18はこの
入力信号s₁と出力電流検出器16の出力信号s₂とを比較し
差信号Δｖ＝s₁−s₂を得てPWM変調回路19に供給し、PWM
変調回路19はこの誤差信号に応じたパルス幅の導通駆動
信号s3を第４図（ｇ）のように出力しトランジスタ4a,4
bを導通させる。これによって出力電流Ioは第４図
（ｄ）に示すように基準信号IpおよびIbに対応した値に
なるよう変化する。このとき、出力電流Ioの立上りは、
リアクトル10の２次巻線11に接続されたスイッチング素
子が遮断のままであるので直流リアクトル10に２次巻線
がないときと同じ時定数で増加する。一方溶接電流の立
下り時には信号合成回路の出力信号s₁がIpから低い値の
Ibに変化すると誤差信号Δｖ＝s₁−s₂＜０となって比較
回路20の出力信号がハイレベルとなり、これによってス
イッチング素子12が導通する。この結果、Tp期間中に直
流リアクトル10に蓄えられていた電磁エネルギーは単巻
変圧器構造となっている２次巻線を介してコンデンサ13
に移行する。これによって溶接回路への出力電流は急速
に減少しIo≒IbとなったところでΔｖ≧０となって平衡
することになる。

第５図に本発明の別の実施例を示す。同図の装置は、
本発明を直列トランジスタによるチョッパ式シリーズレ
ギュレータ方式の電源装置に適用したときの例を示すも
のであり、第１図および第３図のフォワードコンバータ
方式に代えて直列トランジスタ31を設けてある。また直
流リアクトル10の２次巻線11の出力回路に接続されるス
イッチング素子としてはトランジスタ33と逆阻止用ダイ
オード34とからなる自己消弧形スイッチング素子を用い
ている。なお32および35は各スイッチング用トランジス
タの保護用に逆並列に接続されたダイオードである。そ
の他の要素は第１図および第３図に示した実施例と同機
能のものに同符号を付してある。

同図の装置において出力電流検出器16の出力s₂は基準
信号s₁と比較器18にて比較され誤差信号ΔｖがPWM変調
回路19に供給されてスイッチング用トランジスタ31の導
通時間率が決定される。この誤差信号Δｖはまた比較器
20にも供給され、Δｖ＞０の間はローレベル信号Δｖ＜
０の間はハイレベル信号がトランジスタ33に供給され
る。それ故、基準信号設定回路17の設定値が一定の場合
やアーク23が正常に発生しているときにはΔｖ≧０であ
るのでトランジスタ33は導通せず、出力電流は直流リア
クトル10に２次巻線が設けられていないときと同じ時定
数に従って変化する。これに対して基準信号設定回路17
の設定値が急減したときや電極21と被溶接物22とが短絡
して負荷が急減したときには過渡的にs₂＞s₁となり、誤
差信号Δｖ＜０となる。このときPWM変調回路は出力電
流過剰のためスイッチング用トランジスタ31の導通時間
率を零にし、また比較器20はハイレベル信号をトランジ
スタ33に供給してこれを導通させる。この結果、直流リ
アクトル10に蓄えられていた電磁エネルギーは磁気結合
により２次巻線11を介してコンデンサ13に移行し、これ
によって出力電流Ioは急速に減少する。出力電流の減少
によってs₁≧s₂となると再びトランジスタ33は遮断とな
り、出力電流の変化の時定数ももとにもどる。

なお、上記各実施例に示した以外に本発明は直流電源
の出力をブリッジ形やプッシュプル形などのインバータ
によって高周波交流に変換した後に変圧器にて適宜電圧
変換しこの変圧器出力を整流して直流出力を得る方式の
アーク溶接電源にも適用できるのはもちろんである。

＜発明の効果＞上記のように本発明の装置は動作するので、直流リア
クトルのインダクタンスを小さくすることなく出力電流
の低下速度を速くすることが可能となる。この結果、ス
パッタの発生を低減でき、またアークの安定性も確保で
きるのみならず、装置が簡単安価にでき、さらに電力効
率も改善できるなど多くの効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は第１図
の実施例の装置の動作を説明するための線図、第３図は
本発明の別の実施例を示す接続図、第４図は第３図の実
施例を説明するための線図、第５図は本発明のさらに別
の実施例を示す接続図、第６図は従来の装置の例を示す
接続図である。１……交流電力源、２……整流回路、３……コンデンサ、 4a,4b,31……スイッチング用トランジスタ、 5a,5b,6a,6b,8,9,15,32,34,35……ダイオード、 10……直流リアクトル、11……２次巻線、 12……スイッチング素子、13……コンデンサ、 14……DC/DCコンバータ、16……出力電流検出器、 17……基準信号設定回路、18,20……比較器、 19……PWM変調回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源の出力をスイッチング素子によっ
て断続して調整する方式のアーク溶接用電源装置におい
て、前記スイッチング素子と負荷との間に直列接続され
た直流リアクトルと、前記直流リアクトルに磁気結合す
る２次巻線と、前記２次巻線に接続されたコンデンサと
出力電流が設定値を越えたときに導通するスイッチング
素子とからなる直列回路と、前記コンデンサの充電エネ
ルギーを前記直流電源に回生するDC/DC変換回路とを具
備したアーク溶接用電源装置。
【請求項２】前記直流リアクトルの２次巻線は１次巻線
と絶縁された巻線である請求項１に記載のアーク溶接用
電源装置。
【請求項３】前記直流リアクトルの２次巻線は１次巻線
と巻線の一部または全部を共有する単巻変圧器を構成し
ている請求項１に記載のアーク溶接用電源装置。