JPH02205264A - ハイパルス溶接用電源 - Google Patents
ハイパルス溶接用電源Info
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- JPH02205264A JPH02205264A JP2378889A JP2378889A JPH02205264A JP H02205264 A JPH02205264 A JP H02205264A JP 2378889 A JP2378889 A JP 2378889A JP 2378889 A JP2378889 A JP 2378889A JP H02205264 A JPH02205264 A JP H02205264A
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- pulse current
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 14
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 9
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 abstract description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
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- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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Landscapes
- Arc Welding Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、薄板のTIG溶接や銅のMIG溶接に利用さ
れるハイパルス溶接用電源に関する。
れるハイパルス溶接用電源に関する。
ハイパルス溶接法は略1kHz以上の周波数で幅の狭い
パルス電流を重畳した電流によりTIGまたはMIGM
接を行う方法であり、第3図にハイパルス溶接用電源の
理想的な出力波形を示す。
パルス電流を重畳した電流によりTIGまたはMIGM
接を行う方法であり、第3図にハイパルス溶接用電源の
理想的な出力波形を示す。
第4図は従来のハイパルス溶接用電源の回路構成を示し
たもので、31は交流電源、32は変圧器。
たもので、31は交流電源、32は変圧器。
33は出力側整流回路、34は平滑用コンデンサ、35
はアーク負荷、36は電流制御用トランジスタ、37は
トランジスタ駆動回路、38はシャント抵抗、39は電
流フィードバック用増幅器、40は比較回路、41はパ
ルス電流用基準電圧とベース電流用基準電圧の切換器で
あり、出力電流の調整には、トランジスタ36のベース
電流をアナログ的に変化させる方式、いわゆるシリーズ
レギュレータ方式が採用されている。
はアーク負荷、36は電流制御用トランジスタ、37は
トランジスタ駆動回路、38はシャント抵抗、39は電
流フィードバック用増幅器、40は比較回路、41はパ
ルス電流用基準電圧とベース電流用基準電圧の切換器で
あり、出力電流の調整には、トランジスタ36のベース
電流をアナログ的に変化させる方式、いわゆるシリーズ
レギュレータ方式が採用されている。
〔発明が解決しようとするilllM)この方式では、
トランジスタ36での電力損失が出力の3〜5倍程度に
なるため、変圧器32が大形化し、全体の重量2体積が
非常に大きなものになる。このことから、ハイパルス溶
接法そのものの普及が妨げられていた。
トランジスタ36での電力損失が出力の3〜5倍程度に
なるため、変圧器32が大形化し、全体の重量2体積が
非常に大きなものになる。このことから、ハイパルス溶
接法そのものの普及が妨げられていた。
本発明の目的は、安価で小形軽量であり、かつ高性能の
ハイパルス溶接用電源を提供することにある。
ハイパルス溶接用電源を提供することにある。
上記目的を達成するために本発明のハイパルス溶接用電
源は、出力パルス電流の周波数より十分高い周波数で動
作するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力を
整流、平滑する回路と、前記整流、平滑回路の出力側に
接続されたスイッチングトランジスタおよび限流用リア
クタと、出力パルス電流のピーク値をフィードバックす
る回路と、出力パルス電流のピーク値を設定する回路と
、前記フィードバック値と前記設定値が等しくなるよう
に前記インバータ回路の出力電圧を制御する回路と、パ
ルス電流区間のみ前記スイッチングトランジスタをオン
にする回路を有し、前記限流用リアクタにはフライホイ
ルダイオードが接続されていることを特徴とする。
源は、出力パルス電流の周波数より十分高い周波数で動
作するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力を
整流、平滑する回路と、前記整流、平滑回路の出力側に
接続されたスイッチングトランジスタおよび限流用リア
クタと、出力パルス電流のピーク値をフィードバックす
る回路と、出力パルス電流のピーク値を設定する回路と
、前記フィードバック値と前記設定値が等しくなるよう
に前記インバータ回路の出力電圧を制御する回路と、パ
ルス電流区間のみ前記スイッチングトランジスタをオン
にする回路を有し、前記限流用リアクタにはフライホイ
ルダイオードが接続されていることを特徴とする。
ハイパルス溶接用電源に要求されることは、(1)出力
パルス電流の急峻な立上り (2)出方パルス電流の急峻な立下り (3)パルス周波数2kHz、パルスデューティTp/
T(第3図参照)が15%程度の幅の狭いパルス電流波
形 (4)出力パルス電流の制御 であり、上記(1)〜(4)の項目を1つの制御素子で
実現しようとすれば、第4図に示したようなトランジス
タによるシリーズレギュレータ方式にせざるを得ない。
パルス電流の急峻な立上り (2)出方パルス電流の急峻な立下り (3)パルス周波数2kHz、パルスデューティTp/
T(第3図参照)が15%程度の幅の狭いパルス電流波
形 (4)出力パルス電流の制御 であり、上記(1)〜(4)の項目を1つの制御素子で
実現しようとすれば、第4図に示したようなトランジス
タによるシリーズレギュレータ方式にせざるを得ない。
しかし、見方を変えれば、アーク長変化などの負荷変動
に対する高速応答性は要求されていない。
に対する高速応答性は要求されていない。
つまり、出力パルス電流の制御に関しては、パルス周波
数が高いため、数パルス程度の平均的な電流値を制御で
きればよく、1パルスごとの電流値を正確に制御する必
要はない。ベース電流についても同じで、アーク安定化
のために必要な範囲に保てればよい。本発明は、このよ
うな観点から。
数が高いため、数パルス程度の平均的な電流値を制御で
きればよく、1パルスごとの電流値を正確に制御する必
要はない。ベース電流についても同じで、アーク安定化
のために必要な範囲に保てればよい。本発明は、このよ
うな観点から。
前記(1)の項目、(2)、 (3)の項目および(4
)の項目を、別々の制御素子を用いてスイッチング制御
により実現しようとするものである。
)の項目を、別々の制御素子を用いてスイッチング制御
により実現しようとするものである。
次に、各制御素子の作用を第1図、第2図を用いて説明
する。
する。
(1)の項目については、出力回路に限流用リアクタ1
3が入っているため、アークスタート時にはパルス電流
の立上りが遅れるが、限流用リアクタ13に接続したフ
ライホイルダイオード14に十分な電流IFが流れるよ
うになれば、パルス電流の立上りに対する限流用リアク
タ13の電流抑制効果はなくなり、パルス電流の急峻な
立上りを得ることができる。限流用リアクタ13は、パ
ルス電流がフライホイルダイオード14に流れていた電
流以上になると、急に電流抑制効果を生じてパルス電流
の増加を抑える。また、負荷変動や短絡による電流の急
変を抑える働きもある。
3が入っているため、アークスタート時にはパルス電流
の立上りが遅れるが、限流用リアクタ13に接続したフ
ライホイルダイオード14に十分な電流IFが流れるよ
うになれば、パルス電流の立上りに対する限流用リアク
タ13の電流抑制効果はなくなり、パルス電流の急峻な
立上りを得ることができる。限流用リアクタ13は、パ
ルス電流がフライホイルダイオード14に流れていた電
流以上になると、急に電流抑制効果を生じてパルス電流
の増加を抑える。また、負荷変動や短絡による電流の急
変を抑える働きもある。
(2)、 (3)の項目については、出力回路に接続し
たスイッチングトランジスタ11のオンオフにより実現
できる。
たスイッチングトランジスタ11のオンオフにより実現
できる。
(4)の項゛目については、出力パルス電流の制御をイ
ンバータ回路4で行い、インバータ動作周波数をパルス
電流の周波数より十分高くすることにより、前述した限
流用リアクタ13の電流抑制効果とあわせて負荷変動に
十分対応できる。ここでの出力パルス電流の制御は、パ
ルス電流波形の立上りから立下りまでリアルタイムで制
御するのではな(、第2図に示すパルス電流のピーク値
I P−Pが設定値に保たれるように制御するものであ
る。
ンバータ回路4で行い、インバータ動作周波数をパルス
電流の周波数より十分高くすることにより、前述した限
流用リアクタ13の電流抑制効果とあわせて負荷変動に
十分対応できる。ここでの出力パルス電流の制御は、パ
ルス電流波形の立上りから立下りまでリアルタイムで制
御するのではな(、第2図に示すパルス電流のピーク値
I P−Pが設定値に保たれるように制御するものであ
る。
第1図に本発明の一実施例の回路構成を示し、第2図に
その出力波形を示す。
その出力波形を示す。
第1図において、交流電源1からの三相交流入力は入力
側整流回路2と平滑用コンデンサ3で直流に変換され、
インバータ回路4に印加される。
側整流回路2と平滑用コンデンサ3で直流に変換され、
インバータ回路4に印加される。
インバータ回路4ではパワーMO8FETなどのスイッ
チング素子により直流入力を高周波交流に変換し、その
交流出力は変圧器5で降圧された後、出力側整流回路6
と平滑回路7で再度直流に変換される。平滑回路7は、
直流リアクタ8.コンデンサ9.出力安定化用抵抗10
からなっている。ここで、平滑回路7の直流出力電圧を
■2とする。
チング素子により直流入力を高周波交流に変換し、その
交流出力は変圧器5で降圧された後、出力側整流回路6
と平滑回路7で再度直流に変換される。平滑回路7は、
直流リアクタ8.コンデンサ9.出力安定化用抵抗10
からなっている。ここで、平滑回路7の直流出力電圧を
■2とする。
平滑回路7の出力側には、スイッチングトランジスタ1
1と限流用り、アクタ13が接続されている。
1と限流用り、アクタ13が接続されている。
スイッチングトランジスタ11は、出力パルス電流のパ
ルス周期T、パルス幅TPを設定するパルス信号発生回
路16からの信号に基づいてトランジスタ駆動回路17
によりオンオフされ、そのオン時(第2図のTP区間)
にパルス電流をアーク負荷15に流す。オフ時(第2図
のT−TI+P区間)には。
ルス周期T、パルス幅TPを設定するパルス信号発生回
路16からの信号に基づいてトランジスタ駆動回路17
によりオンオフされ、そのオン時(第2図のTP区間)
にパルス電流をアーク負荷15に流す。オフ時(第2図
のT−TI+P区間)には。
トランジスタ11と並列の抵抗12を介してアーク負荷
15にベース電流が流れる。ここで、パルス電流とベー
ス電流をあわせた出力電流をIZとする。
15にベース電流が流れる。ここで、パルス電流とベー
ス電流をあわせた出力電流をIZとする。
一方、限流用リアクタ13に接続されたフライホイルダ
イオード14には、限流用リアクタ13のインダクタン
スによるフライホイル電流IFが流れる。
イオード14には、限流用リアクタ13のインダクタン
スによるフライホイル電流IFが流れる。
前述したように、限流用り1アクタ13は、パルス電流
の立上り時にフライホイルダイオード14に流れていた
電流よりパルス電流が大きくなると、急に電流抑制効果
を生じてパルス電流の増加を抑え、また、負荷変動や短
絡による電流の急変をもあわせて抑えるためのものであ
る。
の立上り時にフライホイルダイオード14に流れていた
電流よりパルス電流が大きくなると、急に電流抑制効果
を生じてパルス電流の増加を抑え、また、負荷変動や短
絡による電流の急変をもあわせて抑えるためのものであ
る。
18はパルスピーク値フィードバック回路で、平滑回路
7の出力側に接続したシャント抵抗19の出力を増幅器
20を介してサンプルホールド回路21に入れ、パルス
信号発生回路16からの信号によりサンプルホールド回
路21で出力パルス電流のピーク値I P−Pをホール
ドし、フィードバックする回路である。22は出力パル
ス電流のピーク値I P−Pを設定するパルスピーク値
設定回路、23はインバータ制御回路で、サンプルホー
ルド回路21からのパルスピーク値フィードバック信号
とパルスピーク値設定回路22からの信号を比較回路2
4で比較し、その差信号をパルス信号発生回路16から
の信号によりパルス電流区間のみオンするアナログスイ
ッチ25と積分器26を介してPWM制御器27に入れ
、PWM制御のバイアスを変えることによってインバー
タ回路4の出力電圧を制御する回路である。
7の出力側に接続したシャント抵抗19の出力を増幅器
20を介してサンプルホールド回路21に入れ、パルス
信号発生回路16からの信号によりサンプルホールド回
路21で出力パルス電流のピーク値I P−Pをホール
ドし、フィードバックする回路である。22は出力パル
ス電流のピーク値I P−Pを設定するパルスピーク値
設定回路、23はインバータ制御回路で、サンプルホー
ルド回路21からのパルスピーク値フィードバック信号
とパルスピーク値設定回路22からの信号を比較回路2
4で比較し、その差信号をパルス信号発生回路16から
の信号によりパルス電流区間のみオンするアナログスイ
ッチ25と積分器26を介してPWM制御器27に入れ
、PWM制御のバイアスを変えることによってインバー
タ回路4の出力電圧を制御する回路である。
本回路は、第2図のv2波形に示すように、アークスタ
ート時には高い電圧をインバータ回路4から出力させ、
出力パルス電流のピーク値I P−Pが設定値に達した
後は、インバータ回路4の出力電圧を下げることで出力
パルス電流のピーク値I P−Pを設定値に保つように
働く。
ート時には高い電圧をインバータ回路4から出力させ、
出力パルス電流のピーク値I P−Pが設定値に達した
後は、インバータ回路4の出力電圧を下げることで出力
パルス電流のピーク値I P−Pを設定値に保つように
働く。
ここでは、サンプルホールド回路21を用いることによ
り、比較回路24にベース電流値IBがフィードバック
されて比較回路24の出力が大きく変化することを防ぎ
、さらに積分器26の出力をアナログスイッチ25がオ
フした時点の値にクランプし、PWM制御のバイアスの
変化を抑えることで、インバータ出力電圧の正負の値の
アンバランスによって起る変圧器5の偏磁を防止してい
る。
り、比較回路24にベース電流値IBがフィードバック
されて比較回路24の出力が大きく変化することを防ぎ
、さらに積分器26の出力をアナログスイッチ25がオ
フした時点の値にクランプし、PWM制御のバイアスの
変化を抑えることで、インバータ出力電圧の正負の値の
アンバランスによって起る変圧器5の偏磁を防止してい
る。
本回路構成では、インバータ回路4の出力制御は、ピー
ク電流値とベース電流値に応じて出力電圧を変化させる
必要はなく、パルス電流のピーク値I P−Pが確保さ
れる゛電圧を常時出力し、アーク負荷の変動に対しての
み応答すればよいため、技術的に可能な20k Hz程
度以下の動作周波数で十分対応できる。
ク電流値とベース電流値に応じて出力電圧を変化させる
必要はなく、パルス電流のピーク値I P−Pが確保さ
れる゛電圧を常時出力し、アーク負荷の変動に対しての
み応答すればよいため、技術的に可能な20k Hz程
度以下の動作周波数で十分対応できる。
また、インバータ回路の動作周波数を高くすることで、
平滑用直流リアクタ8のインダクタンスを小さくできる
ため、コンデンサ9のスパイク吸収効果とあわせて、ト
ランジスタ11がオフする時に大きなスパイク電圧を発
生することもない。逆に、ある程度のスパイク電圧は、
コンデンサ9の電圧を高め、トランジスタ11がオンし
た時のパルス電流の立上りを急峻にする効果がある。
平滑用直流リアクタ8のインダクタンスを小さくできる
ため、コンデンサ9のスパイク吸収効果とあわせて、ト
ランジスタ11がオフする時に大きなスパイク電圧を発
生することもない。逆に、ある程度のスパイク電圧は、
コンデンサ9の電圧を高め、トランジスタ11がオンし
た時のパルス電流の立上りを急峻にする効果がある。
上記実施例では、トランジスタ11と並列の抵抗12を
介してベース電流を流すことにより回路の簡単化をはか
っているが、ベース電流出力回路をパルス電流出力回路
とは別に設けてもよい。
介してベース電流を流すことにより回路の簡単化をはか
っているが、ベース電流出力回路をパルス電流出力回路
とは別に設けてもよい。
また、アークスタート時については、第2図では動作説
明の便宜上、始めからトランジスタ11をパルス電流区
間だけオンさせているが、実機では、パルスピーク値I
P−Pが設定値になるまでトランジスタ11をオンし
続けて、それ以降オンオフ動作させればよい。
明の便宜上、始めからトランジスタ11をパルス電流区
間だけオンさせているが、実機では、パルスピーク値I
P−Pが設定値になるまでトランジスタ11をオンし
続けて、それ以降オンオフ動作させればよい。
(1)出力側トランジスタのスイッチングによりパルス
電流波形を得、出力制御はインバータ回路で行っている
ため、シリーズレギュレータ方式に比べ制御素子での電
力損失はl/20以下となり、高効率が得られる。
電流波形を得、出力制御はインバータ回路で行っている
ため、シリーズレギュレータ方式に比べ制御素子での電
力損失はl/20以下となり、高効率が得られる。
(2)変圧器や平滑用直流リアクタを高周波で使用でき
ることと、制御素子の電力損失が少ないことで、シリー
ズレギュレータ方式に比べ溶接電源の重量1体積ともl
/10程度になる。
ることと、制御素子の電力損失が少ないことで、シリー
ズレギュレータ方式に比べ溶接電源の重量1体積ともl
/10程度になる。
(3)制御素子の小容量化と全体の小形化により、大幅
な価格低減ができる。
な価格低減ができる。
(4)従来のシリーズレギュレータ方式では、パルス電
流波形の立上りから立下りまでリアルタイムでフィード
バックしなければならず、di/dtの変化が大きいた
めに電流検出が困難で、急峻な立上り、立下りが得にく
かったが1本発明では、出力パルス電流の制御について
はdi/dtの小さいピーク時の値をサンプリングする
ことで容易かつ正確に電流検出ができ、パルス電流波形
については出力側トランジスタのオンオフと限流用リア
クタに接続したフライホイルダイオードの効果によって
ハイパルス溶接に要求される急峻な立上り、立下りを実
現することができる。
流波形の立上りから立下りまでリアルタイムでフィード
バックしなければならず、di/dtの変化が大きいた
めに電流検出が困難で、急峻な立上り、立下りが得にく
かったが1本発明では、出力パルス電流の制御について
はdi/dtの小さいピーク時の値をサンプリングする
ことで容易かつ正確に電流検出ができ、パルス電流波形
については出力側トランジスタのオンオフと限流用リア
クタに接続したフライホイルダイオードの効果によって
ハイパルス溶接に要求される急峻な立上り、立下りを実
現することができる。
第1図は本発明の一実施例の回路構成図、第2図は本発
明の動作説明用出力波形図、第3図はハイパルス溶接用
電源の理想的出力波形図、第4図は従来技術による回路
構成図である。 4・・・インバータ回路、6・・・出力側整流回路、7
・・・平滑回路、11・・・スイッチングトランジスタ
、13・・・限流用リアクタ、14・・・フライホイル
ダイオード、15・・・アーク負荷、17・・・トラン
ジスタ駆動回路、18・・・パルスピーク値フィードバ
ック回路、22・・・パルスピーク値設定回路、23・
・・インバータ制御回路。 第 ブ 図 第2図 第3図 6・−出力層1瞥io路 ?−’?−#回路 1f−・−スづツケン外フンシ゛スタ f3−−− 限逢mすγフタ f5− アーク!荷 f8−〜−八へルスピーク4ttフィード八’117!
]た22−・−へ0ルχヒ0−り4i!tlt回声ト2
3−−イン八゛−タ4P+3#ロ外 rp +−ピーク電嚢値 1、−−・べ′−ス電1い裏 r −−−ハ0ルスI!l薯角 Tp ・・−ハシレス幅
明の動作説明用出力波形図、第3図はハイパルス溶接用
電源の理想的出力波形図、第4図は従来技術による回路
構成図である。 4・・・インバータ回路、6・・・出力側整流回路、7
・・・平滑回路、11・・・スイッチングトランジスタ
、13・・・限流用リアクタ、14・・・フライホイル
ダイオード、15・・・アーク負荷、17・・・トラン
ジスタ駆動回路、18・・・パルスピーク値フィードバ
ック回路、22・・・パルスピーク値設定回路、23・
・・インバータ制御回路。 第 ブ 図 第2図 第3図 6・−出力層1瞥io路 ?−’?−#回路 1f−・−スづツケン外フンシ゛スタ f3−−− 限逢mすγフタ f5− アーク!荷 f8−〜−八へルスピーク4ttフィード八’117!
]た22−・−へ0ルχヒ0−り4i!tlt回声ト2
3−−イン八゛−タ4P+3#ロ外 rp +−ピーク電嚢値 1、−−・べ′−ス電1い裏 r −−−ハ0ルスI!l薯角 Tp ・・−ハシレス幅
Claims (1)
- 1、略1kHz以上の周波数で幅の狭いパルス電流を重
畳した電流によりTIGまたはMIG溶接を行うハイパ
ルス溶接用電源において、出力パルス電流の周波数より
十分高い周波数で動作するインバータ回路と、前記イン
バータ回路の出力を整流、平滑する回路と、前記整流、
平滑回路の出力側に接続されたスイッチングトランジス
タおよび限流用リアクタと、出力パルス電流のピーク値
をフィードバックする回路と、出力パルス電流のピーク
値を設定する回路と、前記フィードバック値と前記設定
値が等しくなるように前記インバータ回路の出力電圧を
制御する回路と、パルス電流区間のみ前記スイッチング
トランジスタをオンにする回路を有し、前記限流用リア
クタにはフライホイルダイオードが接続されていること
を特徴とするハイパルス溶接用電源。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2378889A JPH02205264A (ja) | 1989-02-03 | 1989-02-03 | ハイパルス溶接用電源 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2378889A JPH02205264A (ja) | 1989-02-03 | 1989-02-03 | ハイパルス溶接用電源 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02205264A true JPH02205264A (ja) | 1990-08-15 |
Family
ID=12120065
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2378889A Pending JPH02205264A (ja) | 1989-02-03 | 1989-02-03 | ハイパルス溶接用電源 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02205264A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2021058898A (ja) * | 2019-10-04 | 2021-04-15 | 株式会社ダイヘン | 溶接電源装置 |
-
1989
- 1989-02-03 JP JP2378889A patent/JPH02205264A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2021058898A (ja) * | 2019-10-04 | 2021-04-15 | 株式会社ダイヘン | 溶接電源装置 |
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