CN110769961B - 具有相移双正向转换器的焊接型电力供应器 - Google Patents

Abstract

用于提供焊接型电力的方法和设备包含具有第一转换器和第二转换器的相移双正向转换器以及控制器。控制器包含设定pwm时序信号的pwm模块。pwm模块包含相移模块，其中相移模块具有响应于输出负载的经前沿调整的输出以及经后沿调整的输出。相移模块还包含占空比偏移模块和/或Dmax模块，所述Dmax模块响应于输出负载电流。pwm模块包含禁用模块，所述禁用模块响应于输出电流和输出电压中的至少一个并禁用第一转换器和第二转换器中的一个。

Description

具有相移双正向转换器的焊接型电力供应器

技术领域

本公开大体上涉及焊接型电力供应器以及提供焊接型电力的领域。更具体来说，本公开涉及焊接型电力供应器以及使用相移双正向(PSDF)转换器来提供焊接型电力。

背景技术

本公开是对第8,952,293号美国专利和第8,455,794号美国专利所示的焊接型电力供应器的改进，两篇美国专利以引用方式并入本文中并且将被用作焊接型应用中的PSDF的背景和描述的基础。此改进可还适用于电池充电器中所使用的PSDF，例如也以引用方式并入本文中的第8,179,100号美国专利。如本文所使用，焊接型电力供应器表示可提供焊接型电力的电力供应器。如本文所使用，焊接型电力表示适用于焊接、等离子体切割、感应加热和/或热丝焊接/预加热(包含激光焊接和激光熔覆)的电力。

焊接型电力供应器通常将AC电力转换为适用于焊接型操作的输出。输出电力是在适当电压和/或电流电平下提供，并且可根据工艺要求来控制和调节。许多工业焊接和切割工艺具有无法由静态电力供应器输出满足的动态负载电压和电流要求。例如，电弧引燃、电极特性、活动电弧的长度、操作员技术等全都可能对瞬时电压要求造成影响。通常，高于平均负载条件的这些动态要求具有短暂持续时间(例如，约1毫秒到几秒)，并且仅包括总焊接或切割时间的一小部分。因此，电力供应器应能够提供平均负载要求与动态负载要求两者。

单正向转换器电路或双正向转换器电路当前用于在一些焊接型电力供应器中满足这些双重要求。平均负载要求通常确定电力供应器电路的热学设计，从而决定例如变压器、散热器、电力装置、冷却风扇等部件的大小和额定值。然而，为了使焊接和切割电力供应器适应于短暂动态负载，通常选择能够应对短暂但极端要求的部件。在电力供应器在平均条件下操作时，这可能导致具有尺寸过大部件或缺乏效率的电路。

基于PSDF的焊接型电力供应器可较好地应对静态负载要求与动态负载要求两者，而不具有其它设计的某些低效性。例如，基于PSDF的焊接型电力供应器可通过控制两个正向转换器电路的占空比而改变焊炬或割炬处的输出电压。第8,952,293号美国专利和第8,455,794号美国专利中所发现的现有技术PSDF焊接型电力供应器响应于增大的输出电压需求而增加在一对正向转换器电路中的同步占空比。接着，它们响应于输出电压需求的进一步增大而改变占空比之间的相移。它们还适应于经由前导前沿(脉冲的开始位置)或后沿(脉冲的结束位置)补偿而重置变压器铁心所需的时间。

通过以减少控制损失的方式执行这个动作而改善相移。现有技术第8,952,293号美国专利描述“前导”和“滞后”转换器(正向转换器)电路。前导表示一种相移模式下的操作，其中转换器中的一个在另一个转换器之前(即，领先于另一个转换器)开始其PWM循环。滞后表示另一转换器在第一转换器之后(即，滞后)开始PWM循环。'293专利描述前导转换器在滞后转换器的PWM时序保持固定时如何相移成与之同相和异相。'293专利描述采取某些类型的措施以允许正向转换器变压器随着相移增大有足够时间完全重置。

这些动作可包含跳过完整脉冲、通过延迟新的相移前沿而减小脉冲的占空比，或在铁心已完全重置之前启动新脉冲并且接着通过调整后沿而减小脉宽，以允许铁心在脉冲结束时有较多时间重置。跳过或减小前导转换器的脉宽将瞬时干扰引入控制中。这意味控制环路未获得其总体占空比(相移加上领先和滞后占空比)，该总体占空比是控制环路根据焊接电弧的动态需求而尝试命令给予的。这可在焊接电弧中导致不良干扰，例如，灭弧或电流的下冲或过冲，对此会请求焊接工艺控制。

在铁心完全重置之前启动新脉冲也可能在铁心去磁电流仍然流动时具有短暂导通。此外，如果控制环路进一步增大相移，那么这可导致铁心尚未完全重置并可能导致变压器饱和的额外连续循环。

现有技术的基于PSDF的焊接型电力供应器大多数时间同相操作(来自每一转换器的脉冲同时开始和结束)，以提供焊接工艺的静态要求或平均要求。在瞬时动态条件期间，焊接电弧需要相比由转换器电路的同相操作所能满足的电压更高的电压，因此现有技术的基于PSDF的焊接型电力供应器将相移成异相(以使得来自一个转换器的脉冲在不同于来自另一转换器的脉冲的时间开始)。一旦动态条件消失，它们将再次同相操作。在两个转换器同相操作的时间期间，它们将负载电流分路。因此每一转换器在半电流下操作。这通过减少半导体开关和变压器中的损失而实现较高效的操作。

然而，在转换器在相移模式中操作的时间期间，损失可显著较高，这是因为每一转换器现在个别地承载全电流。因此，希望两个转换器不会在延长的时间段和/或电流下以相移模式操作。'293专利描述在相移操作期间限制时间和/或减小电流电平的方式。

'293专利教示一种控制，其中所述控制可在高电流状态期间将转换器操作驱动到相移模式中，即使实际电弧电压可能不高于正常电压也是如此。这可例如在脉冲GMAW(GMAW-P)焊接和焊接工艺需要电流在短暂时间段(例如，0.5毫秒到1.0毫秒)内从相对低的本底电流电平(例如，40安到100安)驱动到相对高的峰值电流(例如，400安到600安)时发生。为了克服电路阻抗和电感(其包含焊接电缆的电感)的影响，PSDF相移成异相以提供足够驱动电压来按所需的di/dt比来升高电流电平。这种状态由焊接工艺波形产生引起，而不是由电弧电压的动态改变(其可在SMAW焊接期间发生)直接引起。

占空比与实际输出电压之间的关系并不理想，并且通常在输出下降方面被描述。随着两个转换器电路特别在较高输出电流下从同相相移成异相操作，输出电压将短暂地减小，而不是如控制所预期般增大。此电压的短暂减小表现为控制环路中的非线性或不连续。当控制被迫“追赶”并进一步增大相移以取得期望的输出电压时，此非线性可能导致电弧的干扰。其也可允许PSDF“保持”在相移模式中，并且不会自然地转变回到同相操作。

现有技术的基于PSDF的焊接型电力供应器通常将最大开关占空比限制于0.4与0.5之间，以提供足够时间使变压器铁心重置。此限制必须将多种非理想参数和状态考虑在内，例如在开关断开时开关上的栅极驱动延迟和电压上升时间。希望针对大多数操作状态使PSDF的两个转换器同相操作，并且仅针对短暂动态负载状态而相移成异相。因此，实践中希望利用接近0.5的最大开关占空比(Dmax)以为同相操作提供最宽的操作窗口。然而，栅极驱动延迟和电压上升时间的影响可取决于与输出负载电流相关的开关电流而变化。现有技术的基于PSDF的焊接型电力供应器通常针对所有负载电流而选择单个Dmax，实际上对于某些负载电流将使用不是尽可能高的Dmax。

当基于PSDF的焊接型电力供应器在低电压和/或低电流下操作时，PWM脉宽减小到如此低的值以致于一致地产生开关循环变得困难。现有技术的基于PSDF的焊接型电力供应器中的控制将通常导致转换器跳过某一数量的开关循环，在这些开关循环后面接着是极小脉宽的一个或更多个循环。当在低电流和低电压下操作时，此控制可导致增加的电流纹波、过冲或下冲或不一致的行为。通常，PWM开关行为在较高电流电平和/或较高电压电平下变得较为一致。

因此，需要一种焊接型电力供应器，其中所述焊接型电力供应器能够使用相移而提供平均负载要求与动态负载要求两者，同时提供基于输出负载电流的占空比的完全或部分补偿、和/或基于输出负载电流的Dmax(最大占空比)的修正和/或改进的低电压/低电流操作。

发明内容

根据本公开的第一方面，一种提供焊接型电力的方法包含：接收输入电力；以及对第一正向转换器和第二正向转换器进行脉宽调制，以使得它们作为经脉宽调制的双正向转换器而操作以提供焊接型输出。“第一”和“第二”用于区别，而不规定次序。当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个超过阈值时，第二正向转换器的输出相对于第一正向转换器的输出具有相移。相移包含调整第二正向转换器的前沿和第二正向转换器的后沿。当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个处于给定范围中时，第一正向转换器和第二正向转换器同相操作(同相操作可小于一阈值或处于两个阈值之间)。

根据本公开的第二方面，一种提供焊接型电力的方法包含：接收输入电力；以及对第一正向转换器和第二正向转换器进行脉宽调制，以使得它们作为经脉宽调制的双正向转换器而操作以提供焊接型输出。当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个超过阈值时，第二正向转换器的输出相对于第一正向转换器的输出具有相移。脉宽调制包含以一偏移来调整占空比，所述偏移是占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个的函数。当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个处于给定范围中时，第一正向转换器和第二正向转换器同相操作。

根据本公开的第三方面，一种提供焊接型电力的方法包含：接收输入电力；以及对第一正向转换器和第二正向转换器进行脉宽调制，以使得它们作为经脉宽调制的双正向转换器而操作以提供焊接型输出。当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个超过阈值时，第二正向转换器的输出相对于第一正向转换器的输出具有相移。阈值响应于占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个而被调整。当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个处于给定范围中时，第一正向转换器和第二正向转换器同相操作。

根据本公开的第四方面，一种提供焊接型电力的方法包含：接收输入电力；以及对第一正向转换器和第二正向转换器进行脉宽调制，以使得它们作为经脉宽调制的双正向转换器而操作以提供焊接型输出。当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个超过阈值时，第二正向转换器的输出相对于第一正向转换器的输出具有相移。当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个处于给定范围中时，第一正向转换器和第二正向转换器同相操作。当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个小于第二阈值时，一个转换器或者两个转换器被禁用。

根据本公开的第五方面，一种焊接型电力供应器包含：相移双正向转换器，具有第一转换器和第二转换器；以及控制器。控制器包含设定pwm时序信号的pwm模块。pwm模块包含以下各者中的一个或更多个：相移模块，具有经前沿调整的输出以及经后沿调整的输出，并且该相移模块响应于输出负载；和/或占空比偏移模块，其基于负载电流、电流命令或占空比而提供占空比的偏移；和/或Dmax模块，其设定Dmax并响应于输出负载电流；和/或禁用模块，其响应于输出电流和输出电压中的至少一个并禁用第一转换器和第二转换器中的一个。

在一个替代方案中，当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个小于第二阈值时，优选以粘附模式(stick mode)将第二正向转换器的输出相对于第一正向转换器的输出作出相移。

在另一实施例中，相移还包含调整第一正向转换器的后沿。

在又一实施例中，响应于第一正向转换器的平均电流与第二正向转换器的平均电流之间的差而调整第一正向转换器的后沿。

在一个替代方案中，正向转换器轮流作为前导(第一)和滞后(第二)正向转换器。

在另一实施例中，相移提供足够时间使变压器铁心重置。

在又一实施例中，相移响应于输出负载电流。

在一个替代方案中，相移提供不具有不连续性的控制以及线性控制中的至少一个。

在另一实施例中，相移包含调整第二正向转换器的前沿和第二正向转换器的后沿。

在一个替代方案中，相移包含以一偏移来调整占空比，该偏移是占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个的函数。

在各种替代方案中，用于产生占空比偏移的函数是以下各者中的至少一个：占空比的倍数、电流命令的倍数、焊接型输出的倍数、查找表中的值、对时限的响应、对所选择的焊接工艺的响应和/或对焊接电弧状态的响应。

在又一实施例中，相移包含响应于占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个而调整阈值(相移在所述阈值下开始)。

在各种实施例中，阈值在两个离散值、两个以上离散值、一个范围的值和/或一个以上范围的值之间调整。

在一个替代方案中，所调整的阈值响应于第一正向转换器和第二正向转换器是同相还是异相。

在另一替代方案中，阈值提供大于50％的占空比。

在各种实施例中，当占空比、电流命令和焊接型输出中的至少一个小于第三阈值时，一个转换器或者两个转换器被禁用。

在另一实施例中，响应于感测到第一总线电压和感测到第二总线电压而轮流地禁用转换器。

其它主要特征和优点对于本领域的技术人员来说将在查阅附图、具体实施方式和权利要求书之后变得明显。

附图说明

图1是示出具有窄脉冲的PSDF转换器的脉宽的图；

图2是示出在Dmax附近操作的PSDF转换器的脉宽的图；

图3是示出异相操作的PSDF转换器的脉宽的图；

图4是示出异相操作并分割重叠时间的PSDF转换器的脉宽的图；

图5是示出以减小的相移操作的PSDF转换器的脉宽的图；

图6是示出以相移回到同相的减小的相移操作的PSDF转换器的脉宽的图；

图6A是示出以轮流控制操作的PSDF转换器的脉宽的图；

图7是示出同相操作和相移操作的电流和电压的图；

图8是示出漏电感影响的图；

图9是示出负载线非线性的图；

图10是示出一系列负载线的图；

图11是示出完全补偿的情况下的电流和电压的图；

图12是示出部分补偿的情况下的电流和电压的图；

图13是示出补偿的情况下的电流和电压的图；

图14是示出有效占空比的图；

图15是示出对各种操作范围的控制的图；

图16是根据本公开的一些方面的示范性焊接型电力供应单元的立体图；

图17是根据本公开的一些方面的示范性焊接型电力供应器的部件的框图；

图18是图示根据本公开的一些方面的包括正向转换器电路的电力供应器的示范性实施例的电路图；以及

图19是图16的焊接型电力供应器的控制器的框图。

在详细解释至少一个实施例之前，应理解，本发明的应用不限于以下描述中所阐述或附图中所图示的部件的构造和布置的细节。本发明能够具有其它实施例，或以各种方式实践或实施。并且，应理解，本文所使用的用语和术语是出于描述的目的且不应视为限制性的。相同附图标记用于指示相同部件。

具体实施方式

虽然将参照来说明本公开，但一开始就应理解，电力供应器也可通过其它拓扑和控制来实施。

大体上，本公开教示了对基于PSDF的焊接型电力供应器的控制，所述控制提供以下各者中的一个或更多个：改善的相移、基于输出负载电流对占空比的完全补偿或部分补偿、基于输出负载电流对Dmax的修正和/或改善的低电压/低电流操作。所述控制可被实施成控制现有技术的拓扑和电路，并使用经改型的现有技术控制器。

可通过如下方式来改善相移：执行相移以减少控制损失并取得控制所需的总体占空比而没有干扰(意味实现期望的占空比和相移)，并且变压器铁心在PWM循环期间具有足够时间以完全重置。通常，控制将前导转换器电路的PWM时序固定下来，并调整滞后转换器电路的前沿与后沿两者。在一个实施例中，控制将滞后转换器电路的PWM时序固定下来，并调整前导转换器电路的前沿与后沿两者。

可随着转换器相移成同相和异相而提供基于输出负载电流对占空比的完全或部分补偿以帮助将控制线性化和/或减少控制中的不连续性。这可减小或消除PSDF保持在某一相移模式中的可能性。可施加占空比项的补偿以将同相模式与相移模式两者的控制完全线性化(即，完全补偿)，或者可施加占空比项的补偿以部分地补偿相移模式或同相模式。

可基于输出负载电流来修改最大占空比(Dmax)以为同相操作提供较宽操作窗口。本文所公开的PSDF控制可根据输出负载电流、电流命令、占空比或其它参数将Dmax在两个或更多个值(离散值或连续调整的值)之间调整。此外，可针对两个转换器的同相与相移操作而以不同方式施加调整的Dmax或禁用调整的Dmax。

可通过减少脉冲跳过而改善低电压和/或低电压下的操作。如果PWM脉宽下降到阈值以下并且实际输出电流或所命令的输出电流下降到阈值以下，那么控制通过禁用领先或滞后转换器而利用额外的时间以克服漏电感和电压降。在此操作模式期间，通常，两个转换器同相操作，并且共享输出负载电流。通过在此操作状态期间禁用其中一个转换器，另一个转换器承载全部负载电流，并且因此在稍微较宽的PWM脉宽下操作以克服其自身的漏电感以及转换器内的其它电压降。这自然迫使控制在这些状态期间命令较宽的脉宽，并提供较宽的操作窗口，由此可命令一致的脉宽。

一个替代方案提出，在此操作模式期间，操作的转换器以及断开的转换器轮流作用以平衡热负载并针对两个正向转换器在其输入上按叠加或串联布置操作的情况而平衡从上部DC总线和下部DC总线的电力汲取。这对于将两个串联总线电压保持平衡来说可能是期望的。因此，总线电压被感测，并且反馈由控制模块使用。控制可每隔一个开关循环或某一倍数的开关循环而选择哪一个转换器操作并承载全部负载电流。控制可还将串联布置中的两个DC总线电压上的电压平衡考虑在内，并且修改序列，以使与较高总线电压相关联的转换器相对于从具有较低量值的总线电压操作的转换器而持续额外开关循环地操作。

一旦已达到最小PWM占空比导通时间，控制便可通过按受控制的方式增加PWM断开时间而进一步延长低电压和低电流操作。这可提供操作窗口的进一步增大，由此可命令一致的脉宽，并提供较一致的输出电流控制行为。此PWM断开时间的增加可具有上限，以使得一旦达到该上限，控制便再次开始视需要跳过脉冲以维持给定的输出电流和/或电压。

通常，不同类型的焊接具有不同输出需要。TIG焊接通常需要低电流，这使得脉冲跳过有用。焊条焊接动态地需要极快的高电流。可使用不同控制技术来服务这些不同需要。如上文所论述，通常，两个转换器共享负载并同相。然而，当它们需要异相操作(例如，在暂时的高输出下)时，因为每一转换器承载全部负载，所以转换器的输出具有较大的下降。可通过延长占空比来补偿这种下降。一个替代方案实现在低电流下异相操作两个转换器以减少纹波，这可减小输出电感并缩短响应时间。这特别有用于焊条焊接，这是因为焊条焊接有时需要快速高输出以防止灭弧。

将参照'293专利所示的电路来描述基于PSDF的焊接型电力供应器及其控制的优选实施例，并且除非另有论述，否则所述控制将与'293专利所述相同。

图16图示根据本发明的一些方面的示范性焊接型电力供应单元10，其中示范性焊接型电力供应单元10为焊接或切割操作供电、控制焊接或切割操作并将供给物提供到焊接或切割操作。面向用户的电力供应单元10的一侧含有控制面板12，其中用户可经由控制面板12来控制材料(例如，电力、气体流、送丝等)到焊炬或割炬14的供应。工作线夹16通常连接到工件以闭合焊炬14、工件和供应单元10之间的电路，并确保适当电流流动。应注意，在一些实施例中，例如，针对焊条焊接操作，焊炬14可以是电极。单元10的便携性可取决于一组轮子18，其中轮子18使用户能够将电力供应单元10移动到焊接位置。焊接型电力供应单元10从典型来源(例如，市电、发动机电力、电池电力、燃料电池等)接收输入电力。焊接型电力供应单元10跨越工作夹和割炬而提供焊接型输出(焊接型电力)。

电力供应单元10的内部部件将输入电力(来自壁装插座或其它AC或DC电压源(例如，发电机、电池或其它电源))转换为符合维持在工件与焊炬14之间的焊接或切割电弧的电压、电流和/或功率要求的输出。图17图示可包含在焊接或等离子体切割电力供应单元10中的部件的示范性框图。具体来说，图17图示初级电力供应器20，其中初级电力供应器20接收输入电力并将直流电(DC)输出到包括第一转换器电路24和第二转换器电路26的电力电路22。转换器电路24、26操作以在单个节点处合并其相应输出，其中单个节点馈送到滤波电感器28中，滤波电感器28供应输出电压30(即，V_out)以进行焊接或切割操作。焊接或切割电弧32是通过焊接或切割电流33来供应，并连接到接地点34。在一个实施例中，可代替滤波电感器28使用独立电感器(每一转换器电路一个)。在其它实施例中，电感器28可具有用于合并两个转换器电路24、26的输出的多个绕组。

在一个实施例中，电力供应器20可以是DC源，例如，电池。在其它实施例中，电力供应器20可以是对传入交流电(AC)整流并将其转换为DC的电路。在图2所示的示范性框图中，转换器电路24、26中的每一个连接到单个初级电力供应器20。在其它实施例中，电路24、26可从独立电力供应器供电。在其它实施例中，电路24、26可在转换器电路24、26的电容器36、56处并联或串联连接到初级电力供应器20。在电路24、26与单个初级电力供应器20串联连接的实施例中，每一转换器电路接收初级电力供应器20的总电压的一半，这允许在转换器电路24、26内使用较低电压部件。

图18是图示本发明的实施例的一些方面的电力电路22的一个实施例的电路图，其中电力电路22包括两个正向转换器电路24、26。如上所述，初级电力供应器20将DC电力提供到第一转换器电路24和第二转换器电路26。在第一转换器电路24中，首先跨越电容器36供应电压。一对电力半导体开关38、40接着将DC电压斩波，并将其在变压器42的初级绕组44一侧供应到变压器42。变压器42将经斩波的初级电压变压为具有适于切割或焊接电弧的电平的次级电压，并将其供应到变压器42的次级绕组46。次级电压接着由整流二极管48、50整流，并供应到滤波电感器28。一组二极管52、54提供续流路径以供变压器42中所存储的磁化电流在所述一对半导体开关38、40断开时流动，并且因此将变压器铁心中所存储的磁通量或能量重置。

类似地，在第二转换器电路26中，首先跨越电容器56供应电压。一对电力半导体开关58、60接着将DC电压斩波，并将其在变压器62的初级绕组64一侧供应到变压器62。变压器62将经斩波的初级电压变压为次级电压，并将其供应到变压器62的次级绕组66。次级电压接着由整流二极管68、70整流，并供应到滤波电感器28。一组二极管72、74提供续流路径以供变压器62中所存储的磁化电流在所述一对半导体开关58、60断开时流动，并且因此将变压器铁心中所存储的磁通量或能量重置。

合并的经整流的次级电压被供应到焊接或切割电力供应器输出30，并且焊接或切割电流32从电路24、26输出。在其它实施例中，正向转换器电路24、26可包含额外部件或电路，例如，缓冲器、电压钳位、谐振“无损”缓冲器或钳位、栅极驱动电路、预充电电路、预调节器电路等。此外，如上所述，正向转换器电路24、26可根据本发明的实施例而并联或串联布置，这意味电容器36、56可串联或并联连接。此外，在其它实施例中，第一转换器电路24的输出和第二转换器电路26的输出可串联连接。在此实施例中，配置单个接地点以支持两个电路24、26，并且第一转换器电路24的二极管48、50的输出在进入电感器28之前与第二转换器电路26的二极管68、70的输出耦合。'293专利中可找到电路的操作的更详细描述。

本公开的一个方面涉及改善的相移。所述方法将前导转换器电路的PWM时序固定下来，并调整滞后转换器电路的前沿与后沿两者。控制器包含相移模块，其中相移模块具有经前沿调整的输出以及经后沿调整的输出。一个替代方案将滞后转换器电路的PWM时序固定下来，并调整前导转换器电路的前沿与后沿两者。

焊接型电力供应器10由控制器1900(图19)控制。除如本文所阐述之外，控制器1900可与现有技术的焊接型电力供应器控制器一致。通常，控制器1900控制转换器24和26的开关，以使得它们提供期望输出。期望输出通常由用户输入和/或焊接程序确定。电流命令指示期望电流输出，并且调整转换器的占空比以提供期望电流输出。指示输出的反馈用于提供闭环控制。控制器1900提供来自转换器24和26的脉冲的前沿和后沿的时序信号。

在优选实施例中，控制器1900包含实施本文所述的相移和控制的多个控制模块。PWM模块1901将导致转换器24和26导通和断开的信号提供到转换器24和26。PWM模块1901可包含现有技术PWM模块的逻辑和电路，但还包含帮助实施本文所述的控制的模块。PWM模块1901响应于指示输出(例如，输出负载电流或输出负载电压)的反馈和命令信号而将导通/断开信号(pwm时序信号)提供到转换器24和26。通往接收反馈的PWM模块1901的输入被称为输出负载电流输入。

如本文所使用，相位控制模块1902(或相移控制模块)设定转换器24和26的相对相位。相位控制模块1902可导致转换器同相或异相，如下文所论述。在优选实施例中，相位控制模块1902提供经前沿调整的输出以及经后沿调整的输出，它们确定转换器之间的相移。相位控制模块1902接收输出负载电流输入，并且响应于输出电流而提供相位调整。占空比模块1906模块确定占空比的偏移量和/或确定相移开始的最大占空比。当模块1906实施为占空比偏移模块时，其响应于输出或电流命令而确定占空比的偏移，并且优选响应于输出负载电流。偏移量由DMax模块1906确定，如下文所阐述。当模块1906实施为DMax模块时，其响应于输出或电流命令而确定相移开始的最大占空比，并且优选响应于输出负载电流。阈值可如下所述由DMax模块1906调整，其中DMax随着负载电流变化。模块1906将信号提供到PWM模块1904，并且可以是DMax模块和占空比偏移模块中的一者或两者。禁用模块1908提供禁用转换器24和26中的一个(或轮流地禁用转换器24和26)的信号，以使得可提供在低电流下的较好控制。

如本文所使用，控制器表示数字和模拟电路、分立或集成电路、微处理器、DSP、FPGA等以及软件、硬件和固件，它们位于一块或更多块电路板上，用于控制焊接型系统的全部或一部分，或控制例如电力供应器、电源、发动机或发电机等装置。如本文所使用，控制模块可以是数字或模拟的，并且包含执行所规定的控制功能的硬件或软件。如本文所使用，相位控制模块可以是数字或模拟的，并且包含控制两个转换器电路的相对相位的硬件或软件。如本文所使用，Pwm模块是设定转换器的脉宽(包含设定脉冲的开始时间和结束时间)的模块。如本文所使用，占空比偏移模块表示响应于所命令的电流、输出电流、占空比或负载的其它指标而确定占空比的偏移量以使得控制被线性化或避免不连续性的模块。如本文所使用，Dmax模块表示确定在那里将提供相移的阈值和/或最大占空比的模块。Dmax模块可响应于反馈或命令，并且可基于所命令的电流、输出电流、占空比或负载的其它指标而调整DMax。如本文所使用，禁用模块表示在任一时间选择性禁用两个转换器中的一个并且可轮流地禁用转换器的控制模块。如本文所使用，模块包含协作以执行一个或更多个任务的软件和/或硬件，并且可包含数字命令、控制电路、电力电路、联网硬件等。

在描述改善的相移之前，首先将描述同相操作。图1示出一种状态，其中两个正向转换器在相对小的PWM开关占空比下操作。占空比D被定义为如控制所请求或命令的总占空比或总体占空比，并且由各转换器占空比以及两个PWM信号之间的相移构成。D_LEAD和D_LAG是前导正向转换器和滞后正向转换器的相应的各个占空比。因为两个转换器同相操作，它们各自具有同步的前沿(LE)和后沿(TE)。

图2示出同相操作的但在接近Dmax的较宽占空比(例如，45％)下的另一组波形。针对图1和图2，每一转换器的占空比开始于LE，其中LE可被定义为PWM周期的开始或被定义在T＝0。每一转换器的占空比(或导通时间)结束在TE，TE在同相操作的情况下对于D_LEAD和D_LAG都是相同的，并且因此被设定为D。下文的方程式表述了如何针对同相操作而设定占空比。

如果D<Dmax

Dphase＝0

Dlead＝D:{LE＝0,TE＝D}

Dlag＝D:{LE＝0,TE＝D}

图3示出一种状态，其中控制正将占空比增大超过D_max。随着总体占空比从D增大到D'，滞后正向转换器相移成异相。图3示出随着相移增大，不存在总体占空比的暂时减小。开始于D_LEAD的前沿(LE)并结束于D_LAG的后沿(TE')的总体占空比得以满足。D_PHASE是D_LEAD的前沿与D_lag的前沿之间的所需相移。还从图3可见的是，针对相移增大的状况，也不存在D_LAG的断开时间段的减小，从而允许有足够时间使变压器铁心完全重置。(对D_LAG来说，从TE到LE的时间段大于LE到TE的先前导通时间部分)。

'293专利描述非理想电路部分并且具体来说漏电感的问题，这导致由两个转换器在相移操作期间承载的平均电流的不匹配。'293专利描述当两个转换器在相移模式中操作时分割重叠时间以较紧密地平衡平均电流。

下文的改进通过视需要接收电流和/或电压反馈的控制模块来实施。相位控制模块导致PWM脉冲的期望相移、持续时间和时序。

图4示出用于分割重叠时间的根据本公开的占空比的修正。已通过将后沿(T")设置为总体占空比(D')的约一半来缩短前导转换器D_LEAD的导通时间。滞后转换器的前沿保持在LE'。分割重叠时间的主要益处可通过仅减小前导转换器的脉宽来实现，这是因为滞后转换器在前导转换器断开之前不会拾取大量电流。也可以将D_LAG的前沿(LE')与D_LEAD的新后沿(TE")对准，但主要益处仅通过缩短前导转换器的导通时间就能实现。

图5示出一种情况，其中控制正在将总体占空比从D减小到D'。针对此情形，两个转换器在接近最大相移(即，近完全异相)的相移模式中操作，并且控制需要具有较小相移的新操作点以满足电力供应器的动态负载要求。图5图示在不采取措施来分割重叠时间的情况下的操作。

前导转换器以占空比D_LEAD来操作，占空比D_LEAD具有不会随着相移减小而改变的前沿(LE)和后沿(TE)。滞后转换器则被要求减小其相对于前导转换器的相移。针对具有减小的相移的初始PWM周期，滞后转换器仅将其后沿(TE')相移成与总体要求的占空比D'对准，并且不改变前沿。开始于D_LEAD的前沿(LE)并结束于D_LAG的后沿(TE')的总体占空比得以满足。因此，对于增大相移与减小相移两者来说，总体占空比(D和D')被完全满足，而不会跳过脉冲或减小每一转换器的脉宽以致于对控制和因此焊接电源的动态需要产生干扰。

希望将前沿移动到LE'。图5表明如果针对此初始PWM周期将前沿移动到LE'，那么没有足够时间使滞后转换器变压器完全重置(即，从TE到新LE'的时间间隔小于先前导通时间)。因此，为了提供使铁心重置的足够时间，前沿针对初始PWM周期停留在先前LE，并且接着在后续PWM循环期间移动到LE'。

在图5中，还可以看见，同样有足够时间使滞后转换器变压器完全重置。断开时间(从TE'到新LE')大于先前导通时间(从LE_PREV到TE')。因此针对被示出为具有减小的相移的PWM脉冲的序列，所需总体占空比(D)被完全满足，并且在每一PWM循环上具有足够断开时间而允许变压器铁心完全重置其磁化。

图6示出相移的更极端的减小。针对此状态，总体占空比已从D减小到D'，其中D'小于Dmax，因此两个转换器现在可再次同相操作。如同先前图5的情形，随着相移减小，滞后转换器维持其前沿相对于先前循环的位置，并且首先将后沿的位置作出相移(相移到TE')。然而，针对此情形，新后沿实际上在先前前沿(LE_PREV)的位置之前。这实际上意味PWM导通周期在开始之前就已结束。这是不可能的，因此，实际上滞后转换器的初始PWM脉冲彻底丢失，并且在后续PWM循环中，滞后转换器完全同相并匹配前导转换器的占空比。然而，如同前述情形，总体占空比仍视需要被完全满足，并且两个转换器已允许有足够时间使其相应的变压器铁心完全重置。针对此特定条件，总体占空比在改变之后由前导转换器独自在初始PWM循环上完全满足。在后续循环上，两个转换器再次同相操作并共享负载电流。

针对初始PWM循环，在总体占空比已如所示减小之后，前导转换器与滞后转换器之间存在平均电流的不匹配(针对图6，滞后转换器跳过一个PWM循环)。通过轮流设定哪一个转换器被视为滞后转换器并且哪一个转换器被视为前导转换器，将此平均电流的暂时不匹配考虑在内，尤其针对两个转换器重复相移成异相并接着返回到同相的焊接条件。或者，重叠时间(即，前导转换器的后沿)被调整或调制以较紧密地匹配两个转换器之间的总体平均电流。这例如在两个转换器的初级侧具有串联布置(层叠DC总线)的情形下可能是期望的(参见'293专利)。

如同'293专利，实现了在相移的同时暂时地减小脉宽以提供使变压器铁心重置的足够时间的要求。然而，通过如所说明那样而调制滞后转换器的前沿和后沿，总体控制占空比被始终满足，并且两个转换器始终具有足够时间使变压器铁心完全重置。

下面的方程式定义在相移操作期间两个正向转换器的PWM占空比样式，其视需要包含重叠时间的分割以使平均电流在两个转换器中更紧密地匹配：

如果D>Dmax

Dphase＝D-Dmax

如果Dphase>Dphase{previous}(相移正增大)

Dlead＝D/2{LE＝0,TE＝D/2}

Dlag＝Dmax{LE＝Dphase,TE＝D}

如果Dphase<Dphase{previous}(相移正减小)

Dlead＝Dprevious/2{LE＝0,TE＝Dprevious/2}

Dlag:{LE＝Dphase{previous},TE＝D}

下式针对同相操作定义两个正向转换器的PWM占空比样式，其包含两个转换器在相移的情况下操作之后相移回到同相：

如果D<Dmax

Dphase＝0

Dlead＝D{LE＝0,TE＝D)

Dlag:{LE＝Dphase{Previously}:TE＝D}

如果TE<LE

Dlag＝0:{LE＝0,TE＝0)

图6A示出实施相移的替代方案，其中所述相移可还允许完全满足由控制命令的总体占空比，并且在每一PWM开关循环上提供足够时间以允许变压器铁心完全重置。

两个正向转换器针对小于或等于Dmax的占空比的值而以匹配的占空比同相操作。一旦总体占空比超过Dmax，两个转换器便将相移以按完全相移方式操作，而不是按重叠或邻近方式操作。如图所示，一旦超过Dmax，滞后转换器便将其相位相移，以使得滞后转换器滞后于前导转换器多达完整PWM开关循环的一半(即，180度异相)。同时，两个转换器如今在各个PWM占空比下操作，这些PWM占空比被设定成总体占空比(D)的一半。针对总体占空比(D)的进一步增大，每一正向转换器再次继续增大其各自的占空比，直到它们再次各自在Dmax下操作为止。

随着总体占空比减小，两个转换器继续在相移模式中操作，直到总体占空比再次下降到Dmax以下为止。此时，滞后转换器相移回到与滞后转换器同相，并且各自按被设定为总体占空比(D)的各个PWM占空比操作。滞后转换器在相移回到与前导转换器同相之后跳过初始脉冲，以提供正常的完全关断周期而允许变压器铁心的磁化的重置。针对初始同相循环，前导转换器承载全部负载电流。在后续PWM开关循环上，前导转换器和滞后转换器再次同相操作并将共享负载电流。

本公开的另一方面是基于输出负载电流对占空比的完全或部分补偿，用于帮助将控制线性化和/或减少控制中的不连续性。所述方法包含基于输出负载电流对占空比的完全或部分补偿，并且控制器包含响应于输出负载的相移模块。

图7示出一对典型负载线，该典型负载线展示出两个不同操作占空比的电力供应器输出电压和输出电流之间的关系。针对D＝0.425的线表示一种状态，其中两个正向转换器正同相并接近Dmax操作。针对D＝0.55的线表示一种状态，其中D>Dmax并且因此两个转换器按相移方式操作。可以看见，在较高电流(约350安)下，D＝0.55下的操作实际上产生比D＝0.425的较低占空比小的输出电压。这是因为两个转换器的相移操作与其同相操作相比具有较陡坡度的典型负载线。

相移操作的较陡坡度是因为每一转换器分别承载全部输出电流而不是像它们在同相操作中那样均等地共享电流。这导致遍布电路的较大电压降和电压损失，所述电压降和电压损失从供应到电力供应器的输出的电压被减去。此情形的主要因素之一是克服变压器的漏电感和其它寄生电路电感所花费的时间。在使电流经由漏电感斜坡变化到操作点所需的时间间隔期间，未有电压施加到变压器的次级侧，并且因此在此时间期间，未有电压施加到输出。这图示在图8中。

针对同相操作，每一转换器承载负载电流的50％，并且因此克服漏电感所花费的时间(t_LEAKAGE)是相移操作所花费的时间的约1/2。相移操作进一步受到漏电感影响，这是因为如今存在克服漏电感所需的两个离散时间间隔，并且这两个事件从在变压器的次级侧处施加到输出电路的电压减去。

此行为的净结果是当转换器相移成异相时负载线中的非线性或干扰，并且可能或将会随着占空比在相移操作中增大而导致输出电压的暂时减小，而不是预期的增大。这将需要控制进一步增大占空比以克服这些额外电压降。此非线性行为图示在图9中。

可以看见，在大于约0.45的占空比下，两个转换器开始相移成异相。对于所图示的特定负载状态(400安)来说，随着转换器相移成异相，针对占空比的略微增大，输出电压将从约40伏减小到约25伏。实际上，电压保持小于同相电压，直到占空比(D)一直增大到接近0.600为止。占空比进一步增大超出0.600将具有如满足动态负载要求所需的增大输出电压的预期效果。

这导致的另一问题是随着动态负载电压要求减小并且占空比减小，控制将最终在仍在相移模式中操作的同时满足正常负载要求，而不是下降回到可满足相同正常负载的较低同相占空比。这意味转换器可针对正常负载电压而“保持”在相移模式中操作，即使优选操作模式是转换器远为高效地操作的同相操作。

例如，如果正常操作电压如图所示是约32伏，那么转换器可保持操作在在约0.54的占空比下，而不是在同相状态下的0.35。在所示出的非线性的情况下，输出电压将需要减小到远低于期望的正常电压，并接着回跳到约40伏，直到最终稳定在约0.35的占空比下为止。在线性控制响应的情况下，此非线性特性将不会被克服。

图10示出不同输出电流(50A、200A、400A和550A)的一系列负载线。这些曲线示出总体占空比与平均输出电压之间的关系。400A曲线是图9相应地示出的相同曲线。此系列的曲线进一步图示随着两个正向转换器从同相操作转变为相移操作(在D 0.45下)而出现在控制中的非线性。所述系列的曲线进一步图示较高负载电流和增大“下降”的效果。相移相比同相的下降效果可以通过相移操作的平行负载线的间隔的显著增大而清楚看到。

在较低输出电流电平(例如，50A)下，非线性远没那么明显。此外，在较低电流下，在满足动态负载之后，控制不大可能保持操作在相移模式下，而是将自然回到同相条件中。这是因为“正常”或平均负载电压仅由一个操作点满足。电弧焊接电力供应器的典型“正常”或平均负载电压可由下式(或取决于具体焊接工艺的类似方程式)定义。

Vout＝20V+0.04*I out

此方程式示出在50安下，正常负载电压是22V，并且在200安下，正常负载电压是约28V。图10示出50安曲线在约45V处的非线性(同相与相移之间的转变)。此电压远高于22V的正常或平均电压，因此只有一种情况满足22V(D 0.2)的正常负载电压并且落入期望的同相操作内。因此，可以看见，在较低电流电平下，在需要高于正常的电压的动态负载电压事件之后，控制自然转变回到同相，并且非线性相对小，并且可不在焊接电弧中导致许多显著干扰(如果存在显著干扰)。

本公开提供用于补偿或部分补偿控制响应的方式，因此本公开减小或消除图9和图10所示的非线性。这可随着控制导致两个转换器相移成同相或异相而减小或消除焊接电弧中的任何干扰。这还可减少或消除保持在某一相移操作点的可能性以满足正常负载电压。

一个替代方案完全补偿控制以针对同相和相移操作输出电压响应。完全补偿可基本上独立于同相与相移操作两者的输出电流而作出控制响应。其它替代方案部分地补偿相移操作，和/或部分地补偿非相移操作。下文的方程式及之后的图表展示出补偿占空比以输出电压负载线特性的若干选项。

输出电压与总体占空比之间的关系可由下文的方程式(包含表示下降特性的一阶项)描述。

V_bus和N_S/N_P分别表示馈送到转换器的初级DC总线电压和变压器匝数比。下降(Droop)是表示负载电流对操作电压的影响的常数。图7的下降项例如针对同相和相移操作分别是约2伏/100安和6伏/100安。

补偿项可被添加到占空比(D)以将下降项考虑在内并完全或部分地消除下降项。

因此：

是取决于同相或相移操作的常数

针对同相操作

针对相移操作

两种模式之间的差

D_comp3表示被添加到占空比以使相移负载线与同相负载线对准所需的补偿。

为了补偿占空比，可基于操作模式而添加补偿项中的一个或更多个：

完全补偿所有模式：

D′＝D+D_comp1：如果D′＞D_max:D′＝D′+D_comp3

仅完全补偿相移：

如果D＞D_max:D′＝D′+D_comp2

仅部分补偿相移模式(将相移负载线与同相负载线对准)：

如果D＞D_max:D′＝D′+D_comp3

这些各种补偿项可通过将瞬间输出电流乘以一常数(例如，反馈信号的倍数)来产生。替代方案包含使用电流命令或占空比的倍数。可作出对补偿项的进一步修改，例如，添加偏移或使用其它因数或方程式(包含查找表中的项)。常数或校正因数可以是预编程的并且可以基于焊接电源的预定下降特性或其它特性。或者，常数或校正因数可通过以下方式来确定：在各种占空比和负载条件下操作电源并测量输出电压与负载电流关系以确定常数或校正因数。这些因数可接着被存储在非易失性存储器中，并且用于补偿占空比与输出电压之间的关系。

图11示出完全补偿的情况下的若干操作电流电平的负载线特性。在完全负载的情况下，负载电流的影响被去除以使得所预测的输出电压遵循线性关系与所命令的占空比(D)。所命令的占空比表示在补偿项的添加之前控制环路请求的占空比。每一负载电流曲线达到可不再产生电压的点(例如，在550安下，最大电压是约58伏)。

D′＝D+D_comp1：如果D′＞D_max:D′＝D′+D_comp3

图12示出部分补偿的特性，在所述部分补偿中，仅在相移操作期间补偿占空比，并且只有通过足够的补偿才能使相移负载线与同相负载线对准。在图12所示的部分补偿的情况下，仍存在下降，其中随着电流增大，此下降减小实际输出电压，然而，有效下降如今在两种操作模式之间是相同的。随着两个正向转换器相移成异相，这消除了占空比控制中的非线性。

如果D＞D_max:D′-D′+D_comp3

图13示出对于各种负载电流输出电压与占空比(D)之间的关系，其中仅在相移模式期间补偿占空比，并且继而仅是按将同相线和相移线完全对准的所计算的校正因数中的90％来进行补偿。如果利用预定和预编程的补偿常数，那么此特性可有益于将一个电源与下一个电源之间的变化考虑在内。此程度的补偿调整负载线，以使得在正常负载电流和电压下保证了同相操作。此外，其提供少量的“迟滞”，以使得一旦控制转变回到同相，则不大可能在两种操作模式之间来回变动。

如果D＞D_max:D′＝D′+0.9*D_comp3

如从附图可以看见，存在可添加占空比补偿以减小或消除占空比控制响应中的非线性的若干方式。PSDF控制可还使用其它手段，例如，'293专利中详述的方式，以在相移模式中消除延长的操作。在一个替代方案中，计时器将相移操作限制在一定时限。计时器也可将输出电流考虑在内，以使得，在较低电流下，计时器被禁用，或时限被修改。相移操作模式可基于输出电流电平以及所选择的焊接工艺或焊接电弧的状态(例如，短路、开路、动态电压/电流事件等)而受到限制。

本公开的另一方面是基于输出负载电流对Dmax进行修改，用于为同相操作提供较宽的操作窗口。如上文和'293专利所详述，对于PSDF转换器来说，希望在可能的情况下和针对所有正常或平均负载条件来同相操作两个正向转换器。因此，除了占空比调制外，还需要决定相移必须在什么样的最大占空比下开始发生，以满足控制的动态要求。因此，需要将Dmax设定为尽可能高，同时仍在所有条件下提供足够的切断时间以使正向转换器变压器完全重置。所述方法提出基于输出负载电流而修改Dmax以为同相操作提供较宽的操作窗口，并且控制器包含Dmax模块，其设定Dmax并响应于输出负载电流以为同相操作提供较宽的操作窗口。

Dmax通常被限制为小于正向转换器的理论限值的50％(即，0.5)的值。如果提供一些手段以将变压器铁心重置电压增大到高于驱动电压，那么正向转换器可以超过50％占空比。这些手段中的一种是将齐纳二极管配置成与图18的铁心重置或箝位二极管52、54串联。

Dmax的典型值的范围是0.4到0.48。Dmax优选考虑半导体开关的栅极驱动延迟和电压上升时间，以保证在所有条件下，变压器铁心具有足够时间完全重置。

图14示出有效占空比。这代表跨越正向转换器变压器初级绕组施加的实际电压与控制所需要的所命令的占空比。在一些状况下，有效占空比可大于控制正在命令的占空比，在其它状况下，有效占空比可小于控制正在命令的占空比。例如如上所述的半导体开关(Mosfet、IGBT等)上的栅极驱动延迟和电压上升时间等因素可影响有效占空比。上文针对两个不同的负载电流条件而示出了两个不同的有效占空比(D_effective1、D_effective2)。这表明负载电流可对有效占空比具有影响。

可能需要基于较高的D_effective1而设定低电流的较低Dmax限值。将单个值用于Dmax可能需要比原本在较高电流下需要的值更低的值(其中D_effective2例如更紧密地与D匹配)。这将迫使PSDF控制在比原本在较高负载电流下需要的占空比更低的占空比下转变至相移模式。由于希望为正向转换器的同相操作提供尽可能宽的操作范围，基于输出电流负载而调整Dmax可以是有益的。

可对Dmax使用一个或更多个值，例如，针对小于100安的输出电流Dmax＝0.4，并且针对大于100安的输出电流Dmax＝0.45。或者，可建立一定范围的Dmax或与输出电流的关系，并将其用于调整Dmax。针对输出负载电流对Dmax的调整可针对同相操作来实施，并且针对相移操作，Dmax是固定的。

本公开的另一方面是通过减少脉冲跳过而实现扩大的低电流/电压的操作范围。所述方法包含禁用前导转换器或滞后转换器。控制器包含pwm模块(相移模块是pwm模块的一部分)，并且pwm模块包含禁用模块，其响应于输出电流和/或输出电压并禁用其中一个转换器。

图15详述控制可如何针对低电压和低电流操作而扩展操作以提供更一致的PWM开关事件。(参见先前发明内容。)此图示出全部控制范围。控制信号可经由例如闭环电流或电压调节器等模拟控制电路而产生，或可通过将各种模拟输入采样并计算所需控制输出而按数字方式产生。控制输出可用于控制PSDF焊接电力供应器的操作的若干方面。

在控制信号或控制变量的低值下，两个正向转换器的断开时间可经由与控制的线性或非线性关系来控制。随着控制增加，两个转换器可达到最小断开时间点(即，正常断开时间或开关周期)，控制的进一步增加可导致两个转换器如发明内容所详述地轮流执行其操作以允许产生较一致的PWM脉宽。针对此程度的控制信号，轮流作用的转换器的PWM脉宽可以是控制信号的函数或者是变量。转换器的轮流作用行为可基于输出电流阈值来被禁用，并且两个转换器按共同PWM占空比同相操作。

额外的信号或输入可用于修改或影响控制行为，籍此两个转换器轮流地对负载供电和/或增加断开时间。这些输入中的一个可包含用户输入，例如所选择的焊接工艺(例如，GTAW或TIG)或预设的电流电平。例如GTAW等一些焊接工艺在低于其它工艺的电压下操作，并可通过如下操作而受益：迫使转换器按轮流方式操作并因此分别在较大控制占空比下操作并提供较一致的PWM开关波形。

控制的进一步增加将进一步增大两个同相转换器的PWM占空比直到达到Dmax为止。控制的进一步增加将导致两个转换器开始相移成异相并在相移操作模式中操作，直到达到最大控制输出为止，从而导致两个转换器可产生的最大相移和最大输出电压。

可对本公开进行仍落入本公开的预期范围内的许多修改。因此，显然，已提供用于提供焊接型电力的方法和设备，所述方法和设备完全满足上文所阐述的目标和优点。虽然本公开已描述本公开的具体实施例，但显然，许多替代、修改和变化对于本领域的技术人员来说是清楚的。因此，本发明希望涵盖落入所主张的权利要求书的精神和广泛范围内的所有这些替代、修改和变化。

Claims (18)

1.一种提供焊接型电力的方法，包括：

接收输入电力；

对第一正向转换器和第二正向转换器进行脉宽调制，以使得所述第一正向转换器和所述第二正向转换器作为经脉宽调制的双正向转换器而操作以提供焊接型输出；

当占空比、电流命令和所述焊接型输出中的至少一个超过阈值时，将所述第二正向转换器的输出相对于所述第一正向转换器的输出相移，其中所述第二正向转换器的前沿被调整并且所述第二正向转换器的后沿被调整以提供所述相移；以及

当所述占空比、所述电流命令和所述焊接型输出中的至少一个处于给定范围中时，使所述第一正向转换器和所述第二正向转换器同相操作，

其中所述将所述第二正向转换器的输出相移还包括响应于所述占空比、所述电流命令和所述焊接型输出中的至少一个而调整所述阈值，其中当所述占空比、所述电流命令和所述焊接型输出中的至少一个超过调整的所述阈值时，所述将所述第二正向转换器的输出相移得以执行。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括当占空比、电流命令和所述焊接型输出中的至少一个小于第二阈值时，将所述第二正向转换器的所述输出相对于所述第一正向转换器的输出相移。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括当占空比、电流命令和所述焊接型输出中的至少一个小于第二阈值并且所述焊接型输出用于焊条焊接时，将所述第二正向转换器的所述输出相对于所述第一正向转换器的输出相移。

4.根据权利要求1所述的方法，其中将所述第二正向转换器的输出相对于所述第一正向转换器的输出相移还包括调整所述第一正向转换器的后沿。

5.根据权利要求4所述的方法，其中响应于所述第一正向转换器的平均电流与所述第二正向转换器的平均电流之间的差而调整所述第一正向转换器的后沿。

6.根据权利要求1所述的方法，还包括当占空比、电流命令和所述焊接型输出中的至少一个超过阈值时，将所述第一正向转换器的输出相对于所述第二正向转换器的输出相移，其中所述第一正向转换器的前沿被调整并且所述第一正向转换器的后沿被调整以提供所述第一正向转换器的所述输出的所述相移，其中将所述第一正向转换器的输出相移以及将所述第二正向转换器的输出相移被轮流地执行。

7.根据权利要求1所述的方法，其中将所述第二正向转换器的输出相移提供足够时间使变压器铁心重置。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述将所述第二正向转换器的输出相移响应于输出负载电流。

9.根据权利要求8所述的方法，其中响应于所述输出负载电流而将所述第二正向转换器的输出相移被执行，以使得不具有不连续性的控制以及线性控制中的至少一个得以提供。

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述脉宽调制包含以一偏移量来调整所述占空比，所述偏移量为所述占空比、所述电流命令和所述焊接型输出中的至少一个的函数。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述占空比、所述电流命令和所述焊接型输出中的至少一个的所述函数是以下各者中的至少一个：

所述占空比的倍数；

所述电流命令的倍数；

所述焊接型输出的倍数；

查找表中的值；

对时限的响应；

对所选择的焊接工艺的响应；以及

对焊接电弧的状态的响应。

12.根据权利要求1所述的方法，其中所述调整的所述阈值是在以下各者中的至少一个之间被调整：两个离散值；两个以上离散值；一个范围的值；以及一个以上范围的值。

13.根据权利要求1所述的方法，其中所述调整的所述阈值响应于所述第一正向转换器和所述第二正向转换器是同相还是异相。

14.根据权利要求1所述的方法，其中调整所述阈值提供大于50％的占空比。

15.根据权利要求1所述的方法，还包括当所述占空比、所述电流命令和所述焊接型输出中的至少一个小于第三阈值时，禁用所述第一正向转换器并启用所述第二正向转换器。

16.根据权利要求1所述的方法，还包括当所述占空比、所述电流命令和所述焊接型输出中的至少一个小于第三阈值时并且响应于感测到第一总线电压和感测到第二总线电压，轮流地禁用所述第一正向转换器和启用所述第二正向转换器并且接着启用所述第一正向转换器和禁用所述第二正向转换器。

17.一种焊接型电力供应器，包括：

相移双正向转换器，所述相移双正向转换器具有第一转换器和第二转换器；以及

控制器，其中所述控制器包含设定pwm时序信号的pwm模块，并且其中所述pwm模块包含具有经前沿调整的输出以及经后沿调整的输出的相移模块，并且其中所述相移模块响应于输出负载，

其中所述相移模块包含占空比偏移模块和Dmax模块中的至少一个，所述Dmax模块设定Dmax，并且所述Dmax响应于输出负载电流。

18.根据权利要求17所述的焊接型电力供应器，其中所述相移模块包含禁用模块，所述禁用模块响应于输出电流和输出电压中的至少一个并禁用所述第一转换器和所述第二转换器中的一个。

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