JPH0399777A - アーク溶接用電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、直流電源の出力をスイッチング素子により断
続して調整しアーク負荷に供給するアーク溶接用電源装
置に関するものであり、特に低電流と高電流とを周期的
にくりかえして溶接部に供給するパルスアーク溶接およ
び短絡とアーク発生とをくりかえす短絡移行式アーク溶
接に適した電源装置に関するものである。

〈従来の技術〉 上記のような目的のためのアーク溶接用電源装置として
は溶接性能をより向上させるために出力電流を高速で制
御する必要がある。この目的を達成するために最近直流
電源をスイッチング素子によって０Ｎ−ＯＦＦ制御し、
−旦高周波交流に変換した後に変圧器を介して整流した
り、高速スイッチングによりチョッパ制御するものが提
案されている。

第６図はこれらの一種であるフォワードコンバータ方式
の従来の装置の例を示す接続図である。

同図において１０１は直流電源であり、通常は商用交流
電源を整流して直流出力側にコンデンサを並列接続して
平滑している。ｌ０２ａ、　１０２１）は変圧器の１次
巻線１０３ｐと直列に接続されたスイッチング用トラン
ジスタであり、１０４ａ、　１０４ｂはこのスイッチン
グトランジスタ１０２ａまたは１０２ｂと変圧器の１次
巻線１０３ｐとの各直列回路に並列に接続されたダイオ
ードであり、その極性は図示のように各トランジスタ１
０２ａ、　１０２ｂの導通方向とは逆の極性に定められ
ている。１０３は変圧器であり、前述の１次巻線１０３
ｐおよび２次巻線１０３ｓを有しており、トランジスタ
１０２ａ、　１０２ｂの０Ｎ−ＯＦＦの周波数に適した
特性のものである。１０５は出力整流用ダイオード、１
０６はトランジスタ１０２ａ、　１０２ｂがＯＦＦとな
ったときに出力電流を持続し平滑するための還流用ダイ
オード、１０７は還流用ダイオード１０６とともに出力
平滑回路を構成する直流リアクトルである。

１０８は図示しない送給機構によって送給される消耗性
の電極、１０９は被溶接物であり、１１０は溶接アーク
を示す。また１１１は出力電流の基準信号Ｉｒを出力す
る基準信号設定回路であり、１１２は基準信号設定回路
１１１の出力Ｉｒと溶接電流検出回路１１３の出力１ａ
とを比較し差信号によって定まる時間幅でトランジスタ
１０２ａ、　１０２ｂを所定の周波数で０Ｎ−ＯＦＦ制
御して所望の出力を得るための制御回路であり、公知の
ＰＷＭ（パルス幅）変調回路が使用される。

同図の装置において、制御回路１１３から所定のデユー
ティのパルス列がトランジスタＬＯＺａ、　１０２ｂに
供給されると各トランジスタはその都度導通し、直流電
源１０１から変圧器１０３の１次巻線１０３ｐに電流が
流れる。変圧器１０３の１次・２次巻線の極性を図中・
印のようにしておくと１次巻線１０３ｐに流れる電流に
よってダイオード１０５、直流リアクトル１０７、電極
１０８、被溶接物１０９、変圧器１０３の２次巻線１０
３ｓの順路で電流が流れて次第に増加してゆくとともに
リアクトル１０７には電磁エネルギが蓄えられてゆく。

トランジスタ１０２ａ、　１０２ｂが遮断するとりアク
ドル１０７に蓄えられていた電磁エネルギーは還流ダイ
オード１．０８を通して電極１０８および被溶接物１０
９に供給されて溶接電流が継続する。このとき変圧器１
０３の１次巻線１０３ｐには先と同方向の減衰する電流
がダイオード１０４ａ。

直流電源１０１、ダイオード１０４ｂ、　１次巻線１０
３ｐの順路で流れて先のトランジスタ導通期間中に変圧
器１０３の鉄心に発生した磁束をリセットする。このよ
うに動作する第６図の従来装置は、トランジスタ１０２
ａ、　１０２ｂ、変圧器１０３．ダイオード１０４ａ。

１０４ｂ、　１０５　、１０８からなるフォワードコン
バータによって構成されたＤＣ／ＤＯ変換回路であり、
トランジスタの動作周波数を高くすることによって、出
力の制御をきめ細かく高速に行わんとするものである。

〈発明が解決しようとする課題〉 上記の従来装置を消耗性電極を用いたアーク溶接に用い
るときには次のような問題点がある。

即ち、高電流出力の状態から低電流出力に移行さすべく
基準信号１ｒを低い値に変化させると、Ｉａ＞Ｉｒとな
ってトランジスタ１０２ａ、　ｌ−０２ｂは完全に遮断
されることになるが、これまでにリアクトル１０７に蓄
えられていた電磁エネルギーによって還流用ダイオード
１０６を通して出力電流ｒａはほぼもとの電流値と同じ
値の電流が流れ続ける。

この電流はりアクドル１０７のインダクタンスと電極１
０８、アーク１１０、被溶接物１０９からなるアーク負
荷とによって定まる時定数に従って次第に減少してゆく
ことになる。出力電流の変化を高速にするにはこの電流
の立下り時間を短かくする必要があるが、このためには
直流リアクトル１０７のインダクタンスを小さくしなけ
ればならない。しかし、直流リアクトルのインダクタン
スを小さくすると出力平滑のための時定数も短かくなる
ので平滑な出力を得るためには、ＤＣ／ＤＣ変換回路の
動作周波数を高く設定しなければならず、このためにス
イッチング損失が増加して効率の低下を招き、また高速
スイッチング用のトランジスタを用意することが必要に
なるなどコスト高となる。さらにリアクトル１０７のイ
ンダクタンスを小さくすると負荷短絡が発生したときの
出力電流の増加率が大きくなって過電流保護が難しくな
り、大容量の素子を採用せざるを得なくなるなどの問題
がある。

さらに、消耗性電極を用いるアーク溶接においては、溶
接のスタート時および溶接中において電極と被溶接物と
が短絡することがある。このとき短絡部は電源からの出
力電流により加熱溶融されるとともに供給される電流に
よるピンチ力によって細く絞られ、ついには短絡部が破
断し、アークに移行する。この短絡現象は、消耗性電極
を用いてかつ高電流と低電流とを交互にくりかえして供
給するパルスアーク溶接においては、頻繁に発生するも
のであり、特に高速溶接時においてアンダーカットやハ
ンピングビードのような溶接欠陥を防止せんとして比較
的低い溶接電圧と溶接電流とを用いて行う短絡移行式パ
ルスアーク溶接とよばれる溶接法を実施するときには高
頻度で発生する。

この短絡移行式アーク溶接法は、アークの発生中に消耗
電極の先端に次第に溶滴が成長し、これがついには被溶
接物に接触・短絡する。このとき溶融金属の表面張力に
よって溶滴の大部分が被溶接物側に移行するが、残りは
溶接電流によるピンチ効果によって溶滴が強く絞られる
結果、短絡部が切断されてアークが再生される工程をく
りかえすものである。このような短絡移行式アーク溶接
に高電流と低電流とを交互にくりかえして供給するパル
スアーク溶接用電源を用いるときには、消耗電極および
被溶接物の溶融は主として高電流時に発生するアークに
よって行なわれ、溶滴が被溶接物に短絡するほど充分に
成長した頃に低電流に切りかえるように溶接条件が選定
されることが多い。

そしてこのようにして発生した短絡は溶滴の表面張力に
よる移行と溶接電流のピンチ力によって破断されてアー
クが再生することになるが、この短絡からアーク再生に
至る間に大きな電流が流れると短絡した溶融金属が吹き
飛ばされてスパッタとなる。

これに対して、高電流期間は基準信号Ｉｐの継続期間の
設定によって任意に変更できるが、基準信号１ｒをＩｐ
からＩｂに切りかえて後に高電流から低電流期間に至る
漸減時間は出力回路のインダクタンスに依存するもので
あるので設定によつて調整できない装置に固有のものと
なる。それ故、短絡移行式のパルスアーク溶接において
もこの電流減衰時間を短かくすることが要求される。

く課題を解決するための手段〉 本発明は、スイッチング素子を用いて直流電源の出力を
所望のアーク溶接用電力に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路
を有するアーク溶接用電源装置において、出力回路の直
流インダクタンスに蓄積された電磁エネルギーを出力電
流指令の低下時に一旦コンデンサに吸収した後に直流電
源側に回生ずることによって電流の減少速度を可及的に
高速としたものである。

く作　用〉 本発明においては、出力電流の立下るべき時に、それ以
前に直流リアクトルに蓄えられていた電磁エネルギーを
強制的に他に移転させるので、特別に高速の素子や大容
量の素子を用いることなく、またアーク溶接に適した電
流の立上り時定数を保ちながら電流の立下りを急速にす
ることができるので、スパッタの発生を極力低減するこ
とができるものである。

〈実施例〉 第１図は、本発明を２石式フォワードコンバータを用い
たＤＣ／ＤＣ変換回路に適用したときの例を示す接続図
である。同図において１は交流電力源であり、通常は三
相または単相の商用交流電源である。２は交流電力源１
を整流して直流電力を得る整流回路であり、交流電力源
１に対応した公知の回路方式のものが用いられる。３は
整流回路２の出力を平滑するとともに後述する本発明の
動作によって回生される電力を蓄えるためのコンデンサ
であり、整流回路２に含まれる場合は省略できる。この
交流電力源１、整流回路２およびコンデンサ３は直流電
源を構成している。この直流電源としては図示のものの
他に直流発電機や蓄電池等の電力源を用いることができ
る。４ａ、４ｂはスイッチング用トランジスタ、５ａ、
５ｂはダイオード、７は変圧器であり１次巻線７ｐおよ
び２次巻線７ｓを有する。ここでダイオード５ａは図示
のようにトランジスタ４ａと１次巻線７ｐとの直列回路
に並列に逆極性で接続され、ダイオード５ｂは同様にト
ランジスタ４ｂと１次巻線７ｐとの直列回路に並列に接
続されており、トランジスタ４ａ、４ｂ、ダイオード５
ａ、５ｂ、変圧器７はフォワードコンバータを構成して
おり、その動作は第６図に示した従来装置と同様である
。６　ａ　ｓ６ｂはトランジスタ４ａ、４ｂの逆電圧保
護用ダイオード、８は変圧器７の２次巻線７Ｓの出力を
整流するためのダイオード、９はトランジスタ４ａ、４
ｂがＯＦＦとなる期間において直流リアクトルＩＯの蓄
積エネルギーを放出して出力電流を持続させるための還
流ダイオード（フライホイールダイオード）である。１
０は直流リアクトルであり還流回路を構成しているダイ
オード９とともに出力電流の平滑回路を構成している。

１１は直流リアクトル１０に磁気結合された２次巻線で
あり、１２はサイリスクのような単方向性のスイッチン
グ素子、１３はスイッチング素子１２に直列にして２次
巻線１１に接続されたコンデンサである。１４はコンデ
ンサ１３の端子電圧を昇圧し直流電源に回生ずるための
１ ＤＣ／ＤＣコンバータである。１５はＤＣ／ＤＣコンバ
ータの出力側に設けられた逆阻止用ダイオードである。

１６は分流器や直流変流器などを利用した溶接電流（出
力電流）検出器であり、溶接電流Ｉａに対応した電圧を
出力する。１７は溶接電流を設定するための基準信号設
定回路、１８は比較器であり基準信号設定回路１７の出
力Ｓｌと出力電流検出器１Ｇの出力ｓ２とを比較し誤差
信号Δｖ（−ｓｌ−ｓｚ）を出力する。１９は誤差信号
Δ■を入力とし入力信号に応じたパルス幅の駆動信号Ｓ
３を出力するＰＷＭ変調回路であり、この信号Ｓ３によ
ってトランジスタ４ａ、４ｂが０Ｎ−ＯＦＦ制御される
。２０は誤差信号Δ■と接地電位とを比較し△ｖ＜Ｏの
期間はハイレベル信号を出力する比較器であり、出力電
流が過剰で立下るべき期間を検出する。この比較器２０
の出力はスイッチング素子１２に供給されてこれを導通
させる。２１は図示を省略した送給機構によって自動送
給される消耗性電極、２２は被溶接物、２３は溶接アー
クである。

第１図の実施例の動作を第２図の線図とともに２ 説明する。第２図において、（ａ）は基準信号Ｓ１、（
ｂ）は出力電流１ａ即ち検出器１６の出力Ｓ２、（Ｃ）
は誤差信号Δ■、（ｄ）は比較器２０の出力ｓ４、（ｅ
）はＰＷＭ変調回路１９の出力ｓ３をそれぞれ示してい
る。第２図（ａ）に示すように基準信号Ｓ１が時刻ｔ＝
ｔｌに低い値め１１から高い値のＩｈに変更されたとす
ると、それまで平衡状態であったためにわずかの値ΔＶ
Ｏであった誤差信号ΔＶはΔｖ　ＬｒＩ　ｈ　　　Ｉ　
Ｊ！にまで急変し、これによってＰＷＭ変調回路１９は
最大幅に近いパルス幅の駆動信号ｓ３を出力し、これに
よってトランジスタ４ａ。

４ｂの導通時間率が急増して変圧器７の出力電圧の平均
値が増加する。この出力電圧の急増によって出力電流は
直流リアクトル１０およびアーク負荷等の出力回路の時
定数に従って漸増してゆく。このとき比較器２０は人力
信号Δ■がｓｌ　＞ｓｚのために正（Δｖ〉０）である
ので出力信号Ｓ４はローレベルのままであり、したがっ
てスイッチング素子１２は遮断状態にあり、直流リアク
トル１０はその２次巻線が存在しないときと同じリアク
タンスを呈する。出力電流が増加するに従って誤差信号
ΔＶは減少し、Ｉｏ岬Ｉｒに達すると誤差信号ΔＶはＰ
ＷＭ変調回路１９を含むフィードバック回路の増幅率に
よって定まる小さな正の値ΔＶＯになって平衡状態とな
る。次に時刻ｔ＝ｔ２において基準信号ｓｌが■１から
Ｉｈに戻ると誤差信号ΔＶ””５ｌ−８２は負となり、
これによってＰＷＭ変調回路１９は出力パルス幅か零と
なってトランジスタ４ａ、４ｂを完全遮断状態に保つこ
とになる。

この結果、変圧器７の出力電圧は零になるが、期間ｔ１
からｔ２の間に直流リアクトル１０に蓄えられていた電
磁エネルギーによって電流はダイオド９を通って流れ続
けることになる。しかし、このとき誤差信号Δ■は負で
あるので比較器２０はハイレベル信号を出力し、スイッ
チング素子１２を導通させる。またリアクトル１０に結
合された２次巻線１１には電流■０が減少する方向に変
化するためにこれを妨げる方向の電圧が発生し、直流リ
アクトル１０と２次巻線１１の各極性を図示の・印のよ
うに決定しておけば、図示の極性のスイッチング素子か
導通することによって、リアクトル１０の蓄積エネルギ
ーが磁気結合を介して２次巻線■１に移行し、これがコ
ンデンサＣ１に蓄えられることになる。このためリアク
トル１０の蓄積エネルギーは急速にコンデンサＣ１に移
行し、この結果溶接回路に流れる電流Ｉｏは急激に減少
することになる。

出力電流Ｉｏが減少してＩ　ｏ　躊Ｉ　Ｊ！となると、
ｓｌ→ｓ２となって誤差信号ΔＶ≧０となって平衡する
。このとき信号ｓ４はローレベルとなり、スイッチング
素子１２はコンデンサＣＩの充電電圧によって逆バイア
スされて遮断する。一方、コンデンサＣＩに充電された
エネルギーはＤＣ／ＤＣコンバータ１４にて昇圧されて
コンデンサ３．即ち直流電源に回生される。

なお、コンデンサＣＩの充電エネルギーは、出力電流が
低下して安定した後に抵抗器等を通して放電させてもよ
いが、上記実施例のように直流電源に回生ずる方が電力
効率を高めることができるので有利である。

第３図に本発明を高電流と低電流とを交互にく５ りかえし供給するパルスアーク溶接用電源装置に適用し
たときの実施例を示す。同図において１ないし２３は第
１図の実施例と同機能のものに同ｎ号を付しである。こ
のうち直流リアクトル１０と２次巻線ＩＩとは単巻変圧
器を構成しており、共通の巻線２４の一部によって構成
している。２５は低電流時の溶接電流を設定するための
第１の基準信号設定回路、２６は高電流時の溶接電流を
設定するための第２の基準信号設定回路、２７は高電流
と低電流とのくりかえし周波数を設定するための鋸歯状
波または三角波ｓｐを発生する発振回路、２８は高電流
期間と低電流期間との割合を定めるための時間比率設定
回路であり直流電圧ｖｐを出力する。２９は比較器であ
り、発振回路２７の出力ｓｐと時間比率設定回路２８の
出力ｖｐとを比較し、ｓｐ＜ｖｐの期間は高電流期間Ｔ
ｐとしてハイレベル信号を出力し残りの期間は低電流期
間Ｔｂとしてローレベル信号を出力する。この発振回路
２７、時間比率設定回路２８、比較器２９はパルス幅制
御回路であり高低谷電流期間を定める時間設定回路を構
成してい６ る。この時間設定回路としては図示のものの他にマルチ
バイブレータのパルス幅を可変にしたものでもよいのは
もちろんである。３０は第１および第２の基準信号設定
回路２５．２６の各出力信号Ｉｂ。

Ｉｐと比較器２９の出力信号とを入力とし、期間Ｔｂ中
はＩｂを、また期間Ｔｐ中はＩｐを出力する信号合成回
路であり、例えば信号１ｐを比較器２９の出力信号のハ
イレベル時（Ｔｐ時）に導通させるアナログスイッチと
、信号１ｂを比較器２９の出力信号のローレベル時（Ｔ
ｂ時）に導通させるアナログスイッチと、両アナログス
イッチの出力を加算して出力信号ｓｌとする加算器とに
よって構成することができる。

第３図の実施例の動作を第４図の線図にて説明する。第
４図（ａ）　、　（ｂ）に示すように時間比較設定回路
２８の設定値ｖｐに応じて、ｖｐ＞ｓｐの期間は比較器
２９の出力はハイレベル信号（Ｔｐ切期間となり、ｖｐ
＜ｓｐの期間はローレベル信号（Ｔｂ期間）となる。こ
の比較器２９の出力によって信号合成回路３０は入力信
号のＩｐまたはＩｂを切替えて基準信号ｓ１として比較
器１８に供給する。

比較器１８はこの入力信号ｓ１と出力電流検出器１６の
出力信号ｓ２とを比較し差信号Δｖ−ｓ１ｓ２を得てＰ
ＷＭ変調回路１９に供給し、ＰＷＭ変調回路１９はこの
誤差信号に応じたパルス幅の導通駆動信号ｓ３を第４図
（ｇ）のように出力しトランジスタ４ａ、４ｂを導通さ
せる。これによって出力電流Ｉｏは第４図（ｄ）に示す
ように基準信号ＩｐおよびＩｂに対応した値になるよう
変化する。

このとき、出力電流Ｉｏの立上りは、リアクトル１０の
２次巻線１１に接続されたスイッチング素子が遮断のま
まであるので直流リアクトル１０に２次巻線がないとき
と同じ時定数で増加する。一方溶接電流の立下り時には
信号合成回路の出力信号ｓ１がＩｐから低い値のＩｂに
変化すると誤差信号Δｖ＝ｓｌ　−ｓ２　＜Ｑとなって
比較回路２０の出力信号がハイレベルとなり、これによ
ってスイッチング素子１２が導通ずる。この結果、Ｔｐ
期間中に直流リアクトル１０に蓄えられていた電磁エネ
ルギーは単巻変圧器構造となっている２次巻線を介して
コンデンサ１３に移行する。これによって溶接回路への
出力電流は急速に減少しＩ　ｏ　”Ｆ　Ｉ　ｂとなった
ところでΔＶ≧０となって平衡することになる。

第５図に本発明の別の実施例を示す。同図の装置は、本
発明を直列トランジスタによるチョッパ式シリーズレギ
ュレータ方式の電源装置に適用したときの例を示すもの
であり、第１図および第３図のフォワードコンバータ方
式に代えて直列トランジスタ３１を設けである。また直
流リアクトル１０の２次巻線１１の出力回路に接続され
るスイッチング素子としてはトランジスタ３３と逆阻止
用ダイオード３５とからなる自己消弧形スイッチング素
子を用いている。なお３２および３５は各スイッチング
用トランジスタの保護用に逆並列に接続されたダイオー
ドである。その他の要素は第１図および第３図に示した
実施例と同機能のものに同符号を付しである。

同図の装置において出力電流検出器１６の出力Ｓ２は基
準信号設定回路ｓ１と比較器ＩＢにて比較され誤差信号
ΔＶがＰＷＭ変調回路１９に供給されて９ スイッチング用トランジスタ３１の導通時間率が決定さ
れる。この誤差信号ΔＶはまた比較器２０にも供給され
、Δｖ＞Ｑの間はローレベル信号Δｖく０の間はハイレ
ベル信号がトランジスタ３３に供給される。それ故、基
準信号設定回路１７の設定値が一定の場合やアーク２３
が正常に発生しているときにはΔＶ≧０であるのでトラ
ンジスタ３３は導通せず、出力電流は直流リアクトル１
０に２次巻線が設けられていないときと同じ時定数に従
って変化する。これに対して基準信号設定回路１７の設
定値が急減したときや電極２１と被溶接物２２とが短絡
して負荷が急減したときには過渡的にｓ２　＞ｓｌ　と
なり、誤差信号Δｖ＜Ｑとなる。このときＰＷＭ変調回
路は出力電流過剰のためスイッチング用トランジスタ３
１の導通時間率を零にし、また比較器２０はハイレベル
信号をトランジスタ３３に供給してこれを導通させる。

この結果、直流リアクトル１０に蓄えられていた電磁エ
ネルギーは磁気結合により２次巻線１１を介してコンデ
ンサ１３に移行し、これによって出力電流Ｉｏは急速に
減少する。出力型０ 流の減少によって８１≧８２となると再びトランジスタ
３３は遮断となり、出力電流の変化の時定数ももとにも
どる。

なお、上記各実施例に示した以外に本発明は直流電源の
出力をブリッジ形やプッシュプル形などのインバータに
よって高周波交流に変換した後に変圧器にて適宜電圧変
換しこの変圧器出力を整流して直流出力を得る方式のア
ーク溶接電源にも適用できるのはもちろんである。

〈発明の効果〉 」−記のように本発明の装置は動作するので、直流リア
クトルのインダクタンスを小さくすることなく出力電流
の低下速度を速くすることが可能となる。この結果、ス
パッタの発生を低減でき、またアークの安定性も確保で
きるのみならず、装置が簡単安価にでき、さらに電力効
率も改善できるなど多くの効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は第１図
の実施例の装置の動作を説明するための線図、第３図は
本発明の別の実施例を示す接続図、第４図は第３図の実
施例を説明するための線図、第５図は本発明のさらに別
の実施例を示す接続図、第６図は従来の装置の例を示す
接続図である。 １・・・交流電源、　　　　　２・・・整流回路、３・
・・コンデンサ、 ４ａ、４ｂ、３１・・・スイッチング用トランジスタ、
５ａ、　５ｂ、　［ｉａ、　６ｂ、　　８．　９．１５
．３２．３４　３５・・・ダイオード、 １０・・・直流リアクトル、　　１１・・・２次巻線、
１２・・・スイッチング素子、　１３・・・コンデンサ
、１４・・・ＤＣ／ＤＣコンバータ、　１６・・・出力
電流検出器、１７・・・基準信号設定回路、　１８．２
０・・・比較回路、Ｉ９・・・ＰＷＭ変調回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源の出力を直列スイッチング素子によって断
   続して調整する方式のアーク溶接用電源装置において、
   前記スイッチング素子と負荷との間に直列接続された直
   流リアクトルと、前記直流リアクトルに磁気結合する２
   次巻線と、前記２次巻線に接続されたコンデンサと出力
   電流の立下り時に導通するスイッチング素子とからなる
   直列回路と、前記コンデンサの充電エネルギーを前記直
   流電源に回生するＤＣ／ＤＣ変換回路とを具備したアー
   ク溶接用電源装置。 ２、前記直流リアクトルの２次巻線は１次巻線と絶縁さ
   れた巻線である請求項１に記載のアーク溶接用電源装置
   。 ３、前記直流リアクトルの２次巻線は１次巻線と巻線の
   一部または全部を共有する単巻変圧器を構成している請
   求項第１項に記載のアーク溶接用電源装置。